本文對脈寬調(diào)制（PWM）和展頻調(diào)制兩種不同的D類（轉(zhuǎn)換模式）放大器技術(shù)進行了探討。從傳統(tǒng)意義上來講，PWM型D類放大器需要龐大且昂貴的濾波組件來降低由其軌至軌振幅和快速轉(zhuǎn)換頻率引起的電磁干擾。而當今的D類放大器所采用的展頻調(diào)制技術(shù)則讓設(shè)計者可以省去這些濾波組件，又不會降低音頻性能或放大功效。
導論
由于功效好于A類和B類放大器，D類放大器對便攜式音頻應用設(shè)計人員來說更具吸引力。但是，也有一些設(shè)計者沒有在便攜式應用中使用D類放大器，因為傳統(tǒng)的PWM D類放大器需要大量昂貴的濾波組件來降低電磁干擾。Maxim公司的D類放大器展頻調(diào)制技術(shù)則讓設(shè)計者可以省去這些濾波組件，又不會降低音頻性能或放大功效，因此而促進了高效的D類放大器在便攜式音頻應用中的推廣。
傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制放大器拓撲
圖1展示的是一個典型的PWM橋接式負載D類放大器。這種方案利用一個內(nèi)部生成的鋸齒波形來作為輸入級的參考。其中有一個比較儀監(jiān)控著模擬輸入電壓，并將之和鋸齒波形相比較。當鋸齒波形的輸入超過輸入電壓時，比較儀的輸出就降低。因此在比較儀的輸出處利用一個轉(zhuǎn)換器來生成一個補充PWM波形，用于BTL輸出的第二腳。
因為其軌至軌振幅和快速轉(zhuǎn)換頻率會產(chǎn)生高射頻發(fā)射和干擾，一個PWM放大器一般在輸出處需要龐大的濾波組件。此時一般會需要一個LC濾波器來降低這個高頻干擾，并從PWM信號的任務周期中提取音頻內(nèi)容。
圖1. 傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制拓撲
展頻調(diào)制放大器拓撲
有一個方法可以取代這種昂貴的大輸出LC濾波器方案，那就是改進轉(zhuǎn)換程序，讓放大器在保持高效的同時降低EMI。Maxim公司的D類放大器正是做到了這一點。它的這種D類放大器采用獨特的專利展頻調(diào)制模式，使寬帶光譜組件相形見拙，將喇叭和接線發(fā)出的EMI最小化。圖2通過Maxim公司的MAX9700型D類放大器展示了這種D類放大器的拓撲。
Maxim的D類放大器的調(diào)制方案采用了一個內(nèi)部生成的鋸齒波形，并在輸入部分采用了一個互補信號對。如果沒有互補輸入信號，則會在IC內(nèi)部產(chǎn)生一個微分輸入。
圖2：單聲道D類放大器拓撲
比較儀監(jiān)控著D類放大器的輸入，并將補充輸入電壓和鋸齒波形相比較。當鋸齒波形大小超過輸入電壓時，比較儀A會發(fā)出一個零伏特的信號，將相應的D類輸出(OUT+)拉高至VDD。當鋸齒波形大小超過其輸入電壓時，比較儀B則會在輸出處輸出一個零伏特的電壓，同樣將相應的D類輸出(OUT-)拉高至VDD。在兩個D類輸出都被拉高之后，一個計時器從一個簡單的或非門輸出處開始計時，時間常數(shù)為tau，相當于1 / (RTON * CTON)。在一個固定的時間內(nèi)(tau)，兩個D類輸出都被拉高至GND，而兩個比較儀則都被重置。這個序列在第二個比較儀的輸出處產(chǎn)生一個最小寬度的脈沖tON(MIN)。隨著輸入電壓的增減，其中一個輸出上（第一個比較儀會跳開）的脈沖持續(xù)時間會上升，而另一個輸出上脈沖的持續(xù)時間則維持在tON(MIN) ，從而導致穿過喇叭的凈電壓(VOUT+ - VOUT-)發(fā)生改變。
圖3：Maxim公司的應用了輸入信號FFM模式的D類BTL輸出
固定頻率調(diào)制和展頻調(diào)制
Maxim的D類技術(shù)采用了兩種調(diào)制模式：（1）固定頻率調(diào)制（FFM）模式和（2）展頻調(diào)制模式。在FFM模式中（如圖3），鋸齒波形的持續(xù)時間保持不變，這一點和其在傳統(tǒng)的PWM方案中是一樣的。在展頻調(diào)制模式（如圖4）中，鋸齒波長的持續(xù)時間則會在每個周期都不斷改變（一般改變幅度是±10%）。圖4對鋸齒波形的改變量進行了放大，以更好地展示效果。
圖4：Maxim的采用了輸入信號展頻調(diào)制模式的D類BTL輸出
展頻調(diào)制模式的周期改變可以使得基本頻率下(fo ±10%)所消耗的能量減少，同時諧波分量會以一個特定帶寬(nfo ±10%，此處n 為正整數(shù))進行相似的擴展。光譜能量并沒有以數(shù)倍于轉(zhuǎn)換頻率的狀態(tài)存在，而是在一個帶寬上擴展，這個帶寬會隨著頻率的增長而增長。在頻率超過數(shù)兆赫時，寬帶光譜看起來像是顯示EMI的白噪音。在FFM模式中，能量被抑制在窄帶里，并具有各個峰值（如圖5a）。而在展頻調(diào)制模式中，能量帶寬則更大，峰值能量也被降低（如圖5b）。需要注意的是，在圖5b中，三次諧波幾乎被掩蓋在噪音層了。
圖5a：Maxim的FFM模式
圖5b：Maxim的展頻調(diào)制模式
展頻調(diào)制模式將EMI干擾最小化
Maxim的展頻技術(shù)可以讓D類放大器真正舍棄濾波器而工作，只要喇叭線不是太長。大輸出LC濾波器一般是傳統(tǒng)的PWM結(jié)構(gòu)才需要的，以確保含有D類放大器的消費品能夠符合電磁兼容性規(guī)格。Maxim專有的展頻技術(shù)降低了D類放大器的輻射，使之可以滿足電磁兼容性要求，而不需要在輸出處進行濾波，或者僅需要進行很少的濾波（見附錄）。
電磁兼容性要求成型產(chǎn)品能夠通過現(xiàn)有的準峰值檢測限制－例如由CE（歐洲共同體，歐洲標準）和FCC（聯(lián)邦通信委員會，美國標準）所制定的限制－以確保保持最低的電磁干擾。按照CE和FCC的定義，電磁干擾會中斷、阻礙或削減電子和電氣設(shè)備的有效性能。在準峰值檢測中，所測定的信號等級是由信號光譜分量的重復頻率來衡量的。重復頻率越低，所顯示的準峰值也就越低1。
展頻調(diào)制充分發(fā)揮了準峰值檢測的作用，大大降低了電磁干擾（表格1）。在展頻調(diào)制模式中，D類放大器的峰值基本頻率可以為一定范圍內(nèi)的任意數(shù)值 － 一般與其基本轉(zhuǎn)換頻率偏差±10%。假設(shè)準峰值檢測在分析儀中以一個120kHz的分辨率帶寬來進行，那么除了基本轉(zhuǎn)換頻率和一開始的幾次諧波，轉(zhuǎn)換頻率在任何一個中心頻率中都只顯示一段時間。
表格1：MAX9759的輻射數(shù)據(jù)(MAX975??估套件、展頻調(diào)制模式、3"雙絞線喇叭線、“無濾波”)
總結(jié)
D類放大器的近軌至軌振幅和快速轉(zhuǎn)換頻率會帶來高射頻輻射和干擾。當音頻內(nèi)容在變頻器被復制之前，一般都必須使用龐大其昂貴的LC濾波器來降低這種干擾。但是現(xiàn)在，Maxim的展頻調(diào)制技術(shù)可以讓D類放大器在采用了高效PCB板布局和相對短的喇叭線的情況下，真正實現(xiàn)低功耗“無濾波”操作。
預知更多關(guān)于準峰值檢測的詳情，請參考國際電工委員會下屬的國際無線電干擾特別委員會(CISPR)所出版的Reference Publication 16。
附錄
濾波技術(shù)概況
用于D類功率放大器的濾波器拓撲共有三種：（1）FB-C：鐵氧體磁珠和電容器；（2）LC：感應器和電容器；以及（3）“無濾波”技術(shù)。某個特定設(shè)計應該選擇哪種濾波技術(shù)，取決于喇叭線的長度和PCB布局。下面是這三種濾波器拓撲的優(yōu)缺點：
FB-C濾波
當喇叭線路徑合理時，F(xiàn)B-C濾波足夠滿足電磁兼容性要求。與LC濾波相比，F(xiàn)B－C濾波方案更為精簡而高效。但是，由于只能在頻率大于10MH在的情況下生效，F(xiàn)B-C濾波的應用范圍受到很大的限制。而且，即便在頻率低于10MHz的情況下，如果喇叭線路徑不合理，也無法實現(xiàn)濾波。
L－C濾波
相比之下，L－C濾波可以在頻率大約為30kHz就開始生效。當某個設(shè)計中所用的喇叭線較長，而PCB布局又不是很好時，L－C濾波無疑是一個“保險的”選擇。但是，L－C濾波要求昂貴而龐大的外置組件，這顯然不適合便攜式設(shè)備。而且，當頻率大于30MHz，主感應器會自共振，此時L－C濾波還會需要額外的組件才能抑制電磁干擾。
“無濾波”濾波("Filterless" Filtering)
“無濾波”放大器拓撲是最為高效的方案，因為它省去了額外的濾波組件。借助于這種方案，采用較短雙絞線喇叭線的D類放大器可以完全符合電磁兼容性標準。但是，和FB-C濾波一樣，如果喇叭線路徑不合理，這種方案也有可能無法抑制電磁干擾。另外請注意，Maxim的D類放大器也可以進行“無濾波”操作，只要在放大器的轉(zhuǎn)換頻率下喇叭是感應的。在輸出電壓進行轉(zhuǎn)換時，轉(zhuǎn)換頻率下的高感應性使過載電流保持相對不變。 |
