音頻設計一直是大多數(shù)電子工程師熱衷的課題，在音頻設計中人們對完美的追求遠遠超過對成本的考慮。然而，最簡單的電路有時可提供最佳性價比方案。雖然市場上眾多新的低功率揚聲器彰顯出向D類音頻性能發(fā)展的趨勢，但就低成本、低失真和低噪聲而言，AB類音頻性能仍然最有競爭力。
差分AB類輸出
AB類結構提供的信號與噪聲加失真比可能比D類好達十倍。它的結構更簡單、輸出端無需電抗濾波器件、輸出信號中也不會出現(xiàn)由頻率高達幾百kHz的切換所產生的電磁輻射。然而，AB類輸出級還只是低噪聲和低成本音頻放大器結構的一部分。另外，系統(tǒng)設計還證明若要在低頻率下提供良好的音頻性能，揚聲器必須使用大容量的耦合電容器。即便是有相當高阻抗的揚聲器，也需要一個幾千微法的電容器來提供極低的阻抗以獲得足夠的驅動。AB類差分輸出解決了這一問題，它可以直接驅動揚聲器而不需要采用隔直流電容。另外，與傳統(tǒng)的單端驅動相比，如果差分輸出信號反相，負載將獲得兩倍的輸出電壓。
差分輸入級和噪聲性能
差分輸入級也能為放大器的噪聲性能帶來好處。噪聲可以從兩方面污染信號，即地線上的噪聲和耦合到信號中的噪聲。
在所有的混合信號音頻設計中，附近會有一些數(shù)字電路，通常很難實現(xiàn)兩個地平面(一個模擬、一個數(shù)字)的理想布放。因此，高速數(shù)字噪聲會耦合到模擬地上，從而極大地降低高性能放大器所炫耀的信噪比。在高精度模擬設計中，一般都假設地線實際上永遠不會達到零伏。在地線上分別存在低頻和高頻噪聲，前者是由流入模擬器件的電源端的電流所引起，而后者則通常由流入數(shù)字器件電源端的浪涌電流以及信號線和地之間的耦合噪聲所引起。如果輸入信號的參考地為噪聲地，那么該噪聲將被絲毫不差地出現(xiàn)在放大器的輸出端。
除了放大器的地線噪聲外，噪聲還可能從周圍電路中耦合到信號中。例如，手機中的噪聲可能來自射頻電路、高速數(shù)字電路或者幾個開關式穩(wěn)壓器。
差分輸入級克服了地噪聲和信號噪聲，而只有需要的信號才被放大。如果在PCB上輸入信號線靠的很近并相互并行，耦合到輸入端的任何噪聲將是共模的，因此不會被放大。所以在設計優(yōu)良的差分輸入級里，輸入電路的精確匹配意味著在每個輸入上的任何失真通常都是相同的，因而會被差分輸入級的差分特性抵消掉。
差分輸入/輸出放大器理論分析
圖1給出了奧地利微電子公司的一個1.8W的AB類差分輸入、差分輸出音頻放大器的原理圖。
圖1：AB類差分輸入、差分輸出音頻放大器原理圖。
分析電路前，我們先看看流入差分輸入的反向和同向端的電流。因為放大器的輸入阻抗高，任何流入RIN1的電流都通過RF1并到達輸出口。同樣地，任何流入RIN2的電流都通過RF2并到達輸出口。這樣就產生以下公式：
因此,
同樣地,
因此,
當放大器處于線性模式時，V-＝V+。如果RF1=RF2＝RF，且RIN1＝RIN2＝RIN，則V+＝V-最終成立。換言之，輸出口的差分信號等同于輸入口的差分信號乘以反饋電阻器與輸入電阻器之比。這與傳統(tǒng)的運算放大器沒有什么不同。
設計實用的東西
有了真實的電路，應用指南才會完整。該所選電路是一個低音增強放大器，其輸入來自傳統(tǒng)的MP3芯片集(即奧地利微電子公司的AS3525單芯片MP3播放器)，通過放大低于100Hz的頻率來從一定程度上提升低音，并為電腦揚聲器提供足夠的驅動。很多人擁有MP3播放器和帶揚聲器的電腦。因此設計融合這二者的電路使用戶能夠通過現(xiàn)有的電腦揚聲器聽MP3音頻不失為明智之舉。該放大器是圍繞AS1702 1.8W音頻放大器來實現(xiàn)的。圖2所顯示的是最終的放大器電路圖。
圖2：用AS1702實現(xiàn)的最終放大器電路圖。
反饋電阻器RF1被由Cs和Rs構成的隨頻率變化的電路所旁路。在低頻段，Cs為高阻抗，則增益被簡化為：
隨頻率的增加，Cs與RF1并聯(lián)提供低阻抗來降低增益。串聯(lián)電阻器Rs提供一個增益進入穩(wěn)定區(qū)的零點，并最終在高頻段提供單位增益。
另一個差分輸入上的反饋網絡同上。電路的增益正比于：
分母等于0對應著頻率開始衰減的起點，而分子等于0時則增益進入穩(wěn)定的增益1。選取Cs＝5nF、Rs＝100kΩ、RF1＝300kΩ、RIN＝75kΩ。則頻率為80Hz時開始衰減，318Hz時穩(wěn)定下來。圖3是理論衰減特性(不過Excel不能計算相位)，圖4是實際得到的結果圖。
圖3：低頻放大器的理論衰減特性。
圖4：用AS3525實現(xiàn)的音頻放大器的頻率響應實測結果。
實際收聽測試表明該電路確實增強了低音并提供了良好的性能。為給低音增強一個更高的帶寬，把串聯(lián)電容器從5nF變到2nF以使衰減頻率結束點減小到200Hz。
電路由標準容差為2%的電阻器和容差為10%的電容器構成。用一個惠普HP339A失真儀來測量失真。觀察如圖5所示的低音放大器的失真，表明就所使用的元器件而言，這種方式可用于許多手持式音頻設備。由于失真與反饋元件的匹配直接相關，那么這些元件的選擇在設計預算許可的情況下應盡可能精確。
圖5：低音放大器的失真實測結果。
圖6：平衡改變周邊元器件對失真的影響不大。證明失真主要是AS1702內部所引起。
作為一個試驗，把串聯(lián)反饋電容器Cs短路，來看看所產生的結果很有趣，因為它相當一個很大的容差，所以可能想象會在很大程度上增加失真，其結果如圖6所示。但比較圖5和圖6我們可以發(fā)現(xiàn)，電容器雖然增加了衰減頻率上的失真，但在音頻波段的大部分頻率上，兩種情況下的失真都維持在0.7%以下。
于是我們決定用一個精密的電阻器網絡在AS1702周圍進行一些單點測量。所使用的是Vishay ORNA2-1電阻器網絡，它由兩個10kΩ和兩個5kΩ電阻器組成，兩者的誤差均為0.05%。測量結果與圖6所示差別不大，這說明圖6所示的失真主要是由AS1702內部的失真導致，而不是由周圍的電阻器組造成的(串聯(lián)電容器此時仍舊處于短路狀態(tài))。
為進一步證明兩個反饋電阻器和兩個輸入電阻器相互間需要保持一個接近的容差，我們將一個680kΩ電阻器與一個300kΩ反饋電阻器(即RF1)平行放置，然后重新進行上述的單點失真測量。當頻率在10Hz時失真為1.5%，頻率在30Hz時失真為1.35%，而頻率在100Hz1kHz之間時失真為1.2%。與圖6所示的0.06%失真相比，上述理論得到驗證，即：為獲得最佳性能，各個反饋電阻器實際上必須相同。
本文小結
總之，從以上我們可以看到，就計算增益的等式而言，差分輸入/輸出放大器與傳統(tǒng)的單端運算放大器相似。同時，為獲得最佳性能，兩個輸入電阻器和兩個反饋電阻器必須盡可能相似。但是，使用容差為2%的電阻器的效果表明在測量失真時電路卻相當寬容。 |
