介紹
Zobel(Zobel)網(wǎng)絡(luò)，又稱波切洛特(Boucherot)單元，最簡(jiǎn)單的形式是一個(gè)串聯(lián)式阻容(RC)網(wǎng)絡(luò)。這個(gè)網(wǎng)絡(luò)與音頻揚(yáng)聲器并聯(lián)，其目的是為了降低聲音繞線電感L(e)的影響。
這些網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)使用了數(shù)十年，目的是為了能夠在工作頻率范圍內(nèi)使揚(yáng)聲器負(fù)載對(duì)放大器輸出呈電阻抗特性，同時(shí)增加音頻放大器的穩(wěn)定因子。此外，在眾多的應(yīng)用中，一個(gè)放大器要驅(qū)動(dòng)多個(gè)揚(yáng)聲器，于是采用了交叉網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。Zobel網(wǎng)絡(luò)可通過(guò)保持負(fù)載的阻抗電阻簡(jiǎn)化交叉網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。
隨著高功率(>100瓦)音頻放大IC的出現(xiàn)，如果該網(wǎng)絡(luò)的器件值選取不當(dāng)，則會(huì)對(duì)IC產(chǎn)生嚴(yán)重的損壞。這將是本文即將描述的主題。
背景
音頻擴(kuò)音器具有復(fù)雜的阻抗，然而音頻放大器更適于驅(qū)動(dòng)純電阻阻抗的負(fù)載。為了補(bǔ)償這一點(diǎn)，引入了Zobel網(wǎng)絡(luò)與揚(yáng)聲器并聯(lián)。
一些設(shè)計(jì)者采用了“經(jīng)驗(yàn)法則”的方法。在這個(gè)方法中，習(xí)慣選取電阻阻值介于2.7Ω和10Ω之間，這依賴于揚(yáng)聲器的直流(DC)電阻阻抗，且電容的容值恒定在100 nF。
這個(gè)方法對(duì)大多數(shù)的分離放大器是適用的，但是如果沒(méi)有理解揚(yáng)聲器的參數(shù)而選取器件值將會(huì)對(duì)IC功放導(dǎo)致嚴(yán)重的不良后果。
分析
圖1是揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)的一個(gè)簡(jiǎn)單電-聲電路模型。該驅(qū)動(dòng)模型的電路值可從廠家數(shù)據(jù)手冊(cè)給定的參數(shù)中獲取，或者通過(guò)網(wǎng)絡(luò)分析儀獲得。
圖1：揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)模型。(1)
定義：
Revc是聲音繞線直流電阻阻抗
Levc是聲音繞線電感
Lces是驅(qū)動(dòng)器機(jī)械性懸架隨動(dòng)的電氣模擬量
Cmes是驅(qū)動(dòng)器錐質(zhì)量的電氣模擬量
Res是驅(qū)動(dòng)器機(jī)械性懸架電阻阻抗的電氣模擬量
為了示范Zobel網(wǎng)絡(luò)的值該如何計(jì)算，選取了流行音頻系統(tǒng)所使用的揚(yáng)聲器，而且下列Thiele-Small參數(shù)均來(lái)源于廠家的數(shù)據(jù)手冊(cè)：
Bl = 6.5 Tm(力因子)
Cms = 53.3 um/N(機(jī)械順從性)
Mms = 0.0104 kg(機(jī)械順從性)
Rms = 1.56(機(jī)械損耗)
圖1中器件值可以測(cè)量或計(jì)算成如下：
Revc = 8 Ω(用歐姆計(jì)測(cè)量)
Levc = 135 uH(用電感計(jì)測(cè)量，通常電感是重要的)
Lces = Cms*(Bl)2 = 2.25 mH
Cmes = Mms / (Bl)2 = 246 uF
Res = (Bl)2 / Rms = 27 Ω
常量：
j = √-1
ω(f) = 2πf
揚(yáng)聲器的復(fù)雜阻抗可用公式表示成：
公式(1)
該結(jié)果體現(xiàn)在了下面的聲音繞線驅(qū)動(dòng)(VCD)阻抗與頻率比值的曲線上，如圖2所示：
圖2：VCD阻抗與頻率曲線(計(jì)算結(jié)果)。
在諧振點(diǎn)，Lces和Cmes本質(zhì)而言是開(kāi)路的，因此，諧振點(diǎn)的峰值阻抗Zres是Revc和Res的串聯(lián)和，即Zres = 8 Ω + 27 Ω = 35 Ω。
聲音繞線驅(qū)動(dòng)器基本而言是一個(gè)RL電路，因此阻抗與頻率是成正比的。后面將會(huì)闡述為何電感的增加對(duì)IC音頻放大器是有害的。
圖3：VCD阻抗與頻率曲線(測(cè)量結(jié)果)。
圖3是利用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量得到的聲音繞線驅(qū)動(dòng)器的復(fù)雜阻抗曲線圖。得到的數(shù)據(jù)與計(jì)算值相近。
當(dāng)然，如果你有權(quán)使用網(wǎng)絡(luò)分析儀且沒(méi)有揚(yáng)聲器廠家的數(shù)據(jù)手冊(cè)，圖1中的器件值可從圖3中的曲線推導(dǎo)出，結(jié)果如下：
Revc在低頻(如10Hz)是8 Ω.
在諧振點(diǎn)，阻抗Zres是35 Ω.
很簡(jiǎn)單，Res的值是：
Res = (Zres - Revc) = 35 Ω - 8 Ω = 27 Ω (2)
到此我們能夠計(jì)算方均值Rl：
Rl = √[ Zres* Revc] ≈ 17 Ω (3)
需要從曲線確定的下一個(gè)量是峰值兩邊的頻率F1和F2，峰值的阻抗等于Rl (fl = 190 Hz, f2 = 240 Hz)。
Cmes的值可通過(guò)如下計(jì)算得到：
Cmes = √(Zres / Revc) / (2π * (f2 - f1) * Res) (4)
Cmes= √(35 / 8) / (2π * (240 - 190) * 27)
Cmes = 246.59 uF
Lces的值可通過(guò)如下計(jì)算得到：
Lces = ((f2 - f1) * Rres*√(Revc / Zres)) / (2π*f1*f2) (5)
Lces = ((240 - 190)*27*√(8 / 35)) / (2π * 190 * 240)
Lces = 2.25 mH
曲線圖表明了在20 kHz頻點(diǎn)19Ω的阻抗。Levc的值可通過(guò)如下計(jì)算得到：
Levc = √(Z20kHz2 - Revc2) / (2π * 20kHz) (6)
Levc = √(192 - 82) / (2π * 20kHz)
Levc = 137 uH
已從圖3的曲線圖得出了模型的所有器件值，這些值和采用廠商手冊(cè)中的參數(shù)得到的計(jì)算值接近匹配。
添加Zobel網(wǎng)絡(luò)
圖4表明了對(duì)揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)模型添加了兩個(gè)器件(RZ和CZ)：
圖4：包含Zobel網(wǎng)絡(luò)(RZ和CZ)的揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)模型。
對(duì)Zobel網(wǎng)絡(luò)，RZ和CZ的計(jì)算值如下：
RZ = Revc = 8 Ω
其中，CZ的值由下列公式得到：
CZ = Levc / Revc2 (7)
CZ = 2.14 uF
Zobel網(wǎng)絡(luò)的阻抗計(jì)算公式為：
ZZobel(f) = RZ + 1 / (j * ω(f) * CZ) (8)
通過(guò)式(1)和式(8)的并聯(lián)合并，總負(fù)載阻抗為：
ZLoad(f) = 1 / (1 / ZZobel(f) + 1 / ZVC(f)) (9)
結(jié)果如圖5所示。
圖5：添加Zobel網(wǎng)絡(luò)后的VCD阻抗與頻率的比值曲線(計(jì)算結(jié)果)。
圖6是利用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)合并后的Zobel網(wǎng)絡(luò)和聲音繞線驅(qū)動(dòng)阻抗進(jìn)行測(cè)量的結(jié)果，該結(jié)果與計(jì)算值是非常近似相關(guān)的。VCD的增加電感已得到近乎全部補(bǔ)償。
圖6：添加Zobel網(wǎng)絡(luò)后的VCD阻抗與頻率的比值曲線(測(cè)量結(jié)果)。
“經(jīng)驗(yàn)法則”的結(jié)果
為了證明Zobel網(wǎng)絡(luò)選取器件時(shí)理解揚(yáng)聲器聲音繞線驅(qū)動(dòng)器參數(shù)的重要性，將會(huì)采用相同的分析方法來(lái)分析“經(jīng)驗(yàn)法則” 的器件選取。該例中，RZ仍為8 Ω，且CZ將采用容值為0.1 ?F的標(biāo)準(zhǔn)電容。
利用式(9)，我們可得到如圖7所示的曲線。
圖7：添加Zobel網(wǎng)絡(luò)后的VCD阻抗與頻率“經(jīng)驗(yàn)法則”值(計(jì)算結(jié)果)。
這些值和VCD的測(cè)量曲線結(jié)果是相同的。由此可見(jiàn)，在不知道VCD參數(shù)的情況下，由于電感L和電容C的合并，利用標(biāo)準(zhǔn)的“經(jīng)驗(yàn)法則”值實(shí)際會(huì)使得電感感抗更糟。這就是首先采用Zobel網(wǎng)絡(luò)理所當(dāng)然的原因。
集成電路和寄生性
由于芯片的單片集成電路結(jié)構(gòu)，集成電路具有和正規(guī)的三極管、電阻等相關(guān)的寄生器件。例如，所有的PN結(jié)具有電壓相關(guān)容抗，這些容抗是和耗盡層相聯(lián)系的。
圖8：集成電路寄生性例子。
圖8描述了如果任意輸入輸出管腳引入了低于地的電平，則會(huì)出現(xiàn)一個(gè)不好的額外“特性”。
圖8所示的是一個(gè)描述了兩個(gè)外延阱區(qū)的集成電路橫截面。左邊的那個(gè)阱區(qū)有一個(gè)N+擴(kuò)散區(qū)，它可以為達(dá)到偏置目的與阱區(qū)進(jìn)行適當(dāng)接觸，而且為電阻使用了一個(gè)P型的基極擴(kuò)散區(qū)。第二個(gè)阱區(qū)是一個(gè)NPN型的晶體管，在這個(gè)假設(shè)的電路中，在輸出級(jí)是低(下沉)功率類型的晶體管。該晶體管的集電極與揚(yáng)聲器的驅(qū)動(dòng)管腳相連。
紅色標(biāo)注部分是一個(gè)由Q1和Q2組成的潛在寄生SCR。Q1的集電極由左邊的EPI阱區(qū)形成的，基極是底層部分，發(fā)射極是功率NPN三極管的EPI阱區(qū)。Q2的集電極是底層部分，因此它是和Q1的基極相連的。Q2的基極由左邊的EPI阱區(qū)形成，因此它是和Q1的集電極相連的。最后，Q2的發(fā)射極是電阻的P型擴(kuò)散形成的。
如果由于任何原因該IC音頻放大器的輸出管腳對(duì)Q1基-射結(jié)的前向偏置引入了充分?jǐn)?shù)量的低于地的電平，則Q1將導(dǎo)通。其集電極電流導(dǎo)致基極電流流入到Q2，使得Q2也處于導(dǎo)通狀態(tài)。由于Q2的集電極電流流入Q1的基極，所以將會(huì)導(dǎo)致一個(gè)再生行為，而且兩個(gè)晶體管都將鎖存為ON狀態(tài)，本質(zhì)而言它就是一個(gè)SCR。在該例中，SCR的正極連接到+V，一旦+V開(kāi)啟，則SCR可將引起電源的瞬時(shí)短路。通常，電源是不會(huì)受到任何損害的，其結(jié)果是導(dǎo)致IC的短暫失效或嚴(yán)重受損。
在有些情況下，寄生器件的電流增益是非常低的，EPI阱區(qū)/底層的體積電阻也將足夠的小，從而阻止SCR導(dǎo)通。因?yàn)镾CR的概率始終存在，多數(shù)的數(shù)據(jù)手冊(cè)在其“絕對(duì)最大額定值”部分詳細(xì)說(shuō)明了將-0.3V作為所能接受的最大負(fù)電壓。
電感影響為了證明音頻功率放大IC上的Zobel網(wǎng)絡(luò)的選取非正確值后的影響，將一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的放大器首先和一個(gè)具有Zobel網(wǎng)絡(luò)特征的揚(yáng)聲器相連，其中使用了如圖5所示的經(jīng)計(jì)算的器件值。一個(gè)脈沖信號(hào)注入到輸入端，增加信號(hào)的強(qiáng)度直到輸出端處于兼容態(tài)(軌對(duì)軌)。
圖9：帶有經(jīng)計(jì)算的Zobel器件值的放大器輸出電壓。
圖9可以看出，在一個(gè)放大的垂直比例上波形較低的部分表明了輸出電壓大約是高于地的1V電平，這是由于較低輸出的三極管正處于飽和狀態(tài)。
然后，將Zobel網(wǎng)絡(luò)的器件值變更成“經(jīng)驗(yàn)法則”的值，且采用相同的輸入信號(hào)強(qiáng)度，可得到下面的波形圖。
圖10：采用“經(jīng)驗(yàn)法則”Zobel網(wǎng)絡(luò)器件值的放大器輸出電壓。
由此可見(jiàn)，電感迫使輸出端的電壓過(guò)沖到-1V的水平。
圖11：放大器輸出電壓(上部分軌跡)和供電管腳電流(較低電壓)。
圖11是負(fù)電壓對(duì)IC影響的示例。上部分的軌跡(C2)是輸出電壓，下部分軌跡(C3)是流入到供電管腳的電流。當(dāng)輸出電壓低于地電平時(shí)，供電電流將會(huì)急劇??達(dá)到11A。在該情形下，鎖存機(jī)制不會(huì)開(kāi)啟，但假定正確的結(jié)果和處理參數(shù)，一個(gè)四層鎖存器也許會(huì)開(kāi)啟并破壞整個(gè)設(shè)備。
結(jié)論
上述表明，透徹理解音頻揚(yáng)聲器的參數(shù)和適當(dāng)?shù)倪x取阻抗修改電路(Zobel網(wǎng)絡(luò))是十分重要的。這確保了VCD電感的影響可以得到有效補(bǔ)償，從而提高放大器的穩(wěn)定性并消除破壞性的負(fù)電壓。
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