IGBT技術(shù)不能落后于應(yīng)用要求。因此，英飛凌推出了最新一代的IGBT芯片以滿足具體應(yīng)用的需求。與目前逆變器設(shè)計應(yīng)用功率或各自額定電流水平相關(guān)的開關(guān)速度和軟度要求是推動這些不同型號器件優(yōu)化的主要動力。這些型號包括具備快速開關(guān)特性的T4芯片、具備軟開關(guān)特性的P4芯片和開關(guān)速度介于T4和P4之間的E4芯片。
表1簡單介紹了IGBT的3個折衷點，并對相應(yīng)的電流范圍給出了建議。
表1：英飛凌1200V IGBT簡介。
IGBT和二極管的動態(tài)損耗
為研究和比較這三款不同芯片在雜散電感從23nH到100nH時的開關(guān)損耗和軟度，我們選用了一種接近最優(yōu)化使用T4芯片的合理限值的模塊。因此，選擇一個采用常見的62mm封裝300A半橋配置作為平臺，而模塊則分別搭載了這三款I(lǐng)GBT芯片。
這三個模塊都采用了相同的高效發(fā)射極控制二極管和柵極驅(qū)動設(shè)置。圖1為實驗設(shè)置。
圖1：測試設(shè)置：為測試?yán)m(xù)流二極管的反向恢復(fù)特性，驅(qū)動高壓側(cè)IGBT，并將負載電感改為與低壓側(cè)二極管并聯(lián)。
圖2顯示了兩個不同雜散電感對配備IGBT-T4的300A半橋的開通波形的影響。
圖2：T4的開通特性：上圖顯示的是針對兩個電感(Ls=23nH和Ls=100nH)的損耗/時間曲線；下圖顯示的是電壓和電流曲線。
當(dāng)電流升高后，更高的雜散電感Ls不僅可以增大器件端子的電感壓降(Δu=-L*di/dt)，而且還能影響電流上升速度di/dt本身。盡管寄生電感使導(dǎo)通速度減緩，但導(dǎo)通損耗卻大幅降低。
在該示例中，初始開關(guān)階段的損耗(見圖2中的時間戳a)隨著雜散電感的增大由30.4mW降至12mW。
開關(guān)事件第二階段的特點是二極管出現(xiàn)反向恢復(fù)電流峰值以及IGBT電壓進一步下降。寄生電感的增大會導(dǎo)致反向恢復(fù)電流峰值的延遲，以及第二階段開關(guān)損耗的提高。
因此，就整個開關(guān)事件而言，寄生電感的增大可大幅降低開通損耗。在本例中，損耗由40mW降低至23.2mW。
眾所周知，雖然在開通過程中di/dt可降低IGBT的電壓，但在關(guān)斷過程中它也會增大IGBT的電壓過沖。因此，直流母線電感的增加會增大關(guān)斷損耗。如圖3所示，關(guān)斷的開關(guān)事件可分為兩個階段。
圖3：小功率IGBT的關(guān)斷特性：上圖顯示的是損耗/時間的曲線(實線：L=23nH、虛線：L=100nH)；下圖顯示的是電壓和電流曲線。
小電感和大電感設(shè)置的電流波形在時間戳b的位置交叉。在第一開關(guān)階段直到交叉點b，采用大電感設(shè)置升高的過壓會使損耗增至36.3mJ，而小電感設(shè)置的損耗為30.8mJ。不過，在b點之后，大電感設(shè)置會產(chǎn)生較短的電流拖尾，這樣該階段的損耗會比小電感設(shè)置的損耗低1.8mJ。這一結(jié)果主要受電流拖尾降低的影響，即更快速地達到10%的值。
隨著雜散電感的增大，IGBT的開通損耗會降低，二極管損耗則會增大(如圖4所示)。圖4顯示了在小電感和大電感條件下二極管恢復(fù)特性的對比。
圖4：二極管恢復(fù)特性：上圖顯示的是針對兩個電感的損耗/時間曲線(實線：L=23nH、虛線：L=100nH)，下圖顯示的是電壓和電流曲線。
顯而易見，IGBT降低的di/dt幾乎對二極管換流開始階段的損耗沒有任何影響，因為二極管電壓依然維持在零左右。在反向恢復(fù)峰值電流之后，更大雜散電感引起的二極管電壓升高決定并導(dǎo)致了額外的損耗。小電感和大電感設(shè)置的二極管拖尾電流中可再次看到交叉點c。更高的過壓使得c點之前的損耗從10.1mJ增至19.6mJ。與IGBT的情況一樣，增加的動態(tài)過壓會導(dǎo)致c點之后的拖尾電流降低，大電感設(shè)置的損耗平衡將優(yōu)化4.4mJ�？傊�，第一開關(guān)階段起主導(dǎo)作用，二極管損耗隨著電感的增加從24.6mJ提高至29.7mJ，增幅為20%。
表2：對英飛凌IGBT的折衷：在相同雜散電感和軟度條件下的關(guān)斷損耗。
實驗結(jié)果的總動態(tài)損耗
盡管在開通過程中，di/dt與寄生電感的結(jié)合可降低IGBT的電壓，但在關(guān)斷過程中，它將增大IGBT的電壓過沖。將開通與關(guān)斷過程進行左右對比，不難看出，在較大寄生電感時開通損耗的降度遠高于關(guān)斷損耗的增幅。
如果考慮到最新溝槽柵場截止IGBT的關(guān)斷di/dt本質(zhì)上受器件動態(tài)性能的制約，約為導(dǎo)通di/dt的一半，就可輕松理解這一趨勢。
在圖5中，對IGBT開通損耗、關(guān)斷損耗以及二極管換流損耗與三款I(lǐng)GBT的寄生直流母線雜散電感進行了對比。
圖5：開關(guān)損耗作為雜散電感Ls的函數(shù)，電感的增大將降低IGBT的開通損耗(左圖)；IGBT的關(guān)斷損耗(右圖)和續(xù)流二極管關(guān)斷損耗會隨著電感的增大而升高。
IGBT和二極管的軟度和電流突變特性
前文已經(jīng)表明寄生電感可能對總體損耗平衡有益。但是雜散電感還可能導(dǎo)致振蕩，比如由電流突變引起的振蕩，這可能導(dǎo)致由于EMI或過壓限制而引起的器件使用受限。迄今為止所介紹的所有測量都是在對損耗至關(guān)重要的Tvj=150℃結(jié)溫條件下進行的。電流突變在低溫條件下更加關(guān)鍵，因為器件的載流子注入隨著溫度的降低而減少，并大幅降低用于平滑拖尾電流的電荷。因此，圖6在25℃和600V直流母線電壓的條件下，對三款芯片在額定電流下的IGBT關(guān)斷情況進行了比較。直流母線電感被作為一個參數(shù)使用。
圖6：開關(guān)曲線作為三款I(lǐng)GBT雜散電感LSd的函數(shù)：T4(左)、E4(中)、P4(右)；上圖為柵極電壓；下圖為電流和電壓曲線。
在給定的例子中，當(dāng)雜散電感約為55nH時，T4會變硬，振蕩開始發(fā)生。在相同條件下，直到直流母線電感達到約80nH，E4還依然保持了軟度。對于針對大功率而優(yōu)化的P4芯片而言，它在觀察到的電感范圍內(nèi)(20nH…100nH)都保持軟度。這種觀察結(jié)果并不出人意外，因為該IGBT是被設(shè)計用于高達3600A額定電流的大功率模塊。
盡管IGBT的電流突變趨勢通常在低溫和大電流下最為明顯，但續(xù)流二極管軟度通常在低溫和小電流下最為關(guān)鍵。這取決于幾個因素：因為二極管是一個載流子生命周期優(yōu)化器件，等離子體密度在小電流下最低，因此拖尾電荷隨著電流水平的降低而減弱。此外，迫使二極管換向的開關(guān)IGBT通常在低電流水平下開關(guān)速度更快。最后，二極管過壓與開關(guān)電流沒有關(guān)系，而是由二極管的反向恢復(fù)電流峰值的負斜率導(dǎo)致的，該斜率在小電流和低溫下同樣最陡。
由于快速開關(guān)瞬變(du/dt和反向恢復(fù)di/dt)的影響，直流母線振蕩可以很容易地在低電流水平下觸發(fā)，甚至是在沒有二極管電流突變的情況下。圖7介紹了續(xù)流二極管在不同雜散電感條件下的反向恢復(fù)特性。
圖7：二極管在室溫和1/10In條件下的恢復(fù)性能(針對不同LS的曲線)。
此時，低雜散電感可產(chǎn)品較高的諧振頻率，并且有助于抑制這種振蕩。當(dāng)然，如果大雜散電感使得二極管真的出現(xiàn)電流突變，情況會更糟。出于EMI的考慮，這將限制較高雜散電感的使用。
本文小結(jié)
當(dāng)工作在相同條件下，IGBT針對提高軟度需求的設(shè)計優(yōu)化將會付出開關(guān)損耗提高的代價。
除開關(guān)損耗外，開通和關(guān)斷速度、電流突變和振蕩(EMI)的發(fā)生也越來越受到重視。寄生雜散電感對直流母線諧振頻率和二極管電流突變起到了重要作用。至少從EMI角度考慮，二極管電流突變將會對通過增加雜散電感或提高IGBT開通速度來降低開通損耗有所限制。
因此，未來有望推出IGBT的不同型號優(yōu)化產(chǎn)品。另一方面，考慮到直流母線電感是逆變器設(shè)計中的一個自由參數(shù)，這將有助于進一步優(yōu)化損耗。
重要的是，為確保采用快速開關(guān)器件(如T4芯片)，必須對直流母線設(shè)計進一步優(yōu)化。在高能效設(shè)計中，對于電感而言，越低越好是一個簡單的原則。 |
