供電抑制比(PSRR)是測定放大器抑制供電噪音 (亦即紋波) 達到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時必須考慮的重要參數(shù)，因為PSRR不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型去耦合電容。在消費市場中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設計日益普遍的情況下更是如此。
在傳統(tǒng)的PSRR測量中，放大器的電源電壓包含DC電壓及AC紋波信號 (Vripple)。音頻輸出為AC接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple不會明顯減弱 (圖1)。此時會測量輸出信號，然后使用等式1計算PSRR：
圖1:傳統(tǒng)的PSRR測量
圖2顯示在D類BTL音頻放大器上進行的傳統(tǒng)PSRR測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現(xiàn)供電噪音，不過，請注意出現(xiàn)的噪音在負載中為同相位(in-phase)。因此，測量PSRR時，Vout+與Vout-紋波會相互抵消，產生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類PSRR測量無法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而PSRR測量無法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為AC接地。在實際應用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。
播放音頻時，供電噪音會與內送音頻相互混合/調變，而整個音頻頻帶會產生程度不一的失真狀況，BTL配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業(yè)界稱此為互調失真(IMD)。IMD是兩個以上不同頻率的信號混合后所產生的結果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率(整數(shù)倍數(shù))。
圖2:具備LC濾波器的BTL D類PSRR測量
在繼續(xù)探討如何應付PSRR測量的缺陷之前，首先談論一下回饋。從前文的論述中，應該不難察覺到D類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進行反饋，這將成為一個重大缺陷 (在高階音頻應用中，開放回路放大器可達到不錯的音質，然而這類放大器一般都具備相當穩(wěn)定、高性能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設計人員可以設計一個電源已經(jīng)過良好調節(jié)的系統(tǒng)，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的D類放大器 (也稱為封閉回路放大器)。
在現(xiàn)今的消費性電子產品市場中，大多數(shù)的模擬輸入D類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數(shù)字輸入I2S放大器有其缺陷。I2S放大器通過數(shù)字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數(shù)字模擬轉換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路I2S放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來進行PWM輸出取樣并且與內送 I2S數(shù)字音頻串流(digital audio stream)相加總是相當困難的。在模擬反饋系統(tǒng)中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著I2S市場的演變，大多數(shù)的I2S放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構。
顯然PSRR不是測量BTL D類放大器供電抑制的有效方法，那么應該怎么做？現(xiàn)在回頭談談互調這個名詞。設計人員需要測量在播放音頻時所產生的互調失真及其對應的THD+N配置。在開始之前，讓我們先回顧一下SE架構。在SE架構中，不論是AB類、D類或Z類，都沒有BTL架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于AB 類或D類放大器而言，在SE架構中，傳統(tǒng)的PSRR測量都能夠確實指出供電噪音抑制的情形。
在進行實驗后便能取得一些數(shù)據(jù)，而藉由下列一系列測量所得的數(shù)據(jù)，則可分析和比較開放回路及封閉回路I2S放大器的電源紋波IMD。數(shù)字1kHz音調注入放大器的輸入，而100Hz 的500mVpp紋波信號則注入電源供應。通過音頻精準度內建于FFT的功能可取得差動輸出的FFT，進而進行觀測IMD。
圖3顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶(sideband)。反饋回路正有效地抑制互調失真。
圖3:TAS5706封閉回路互調曲線圖
圖4顯示相同的IMD測量，但是這次是在I2S開放回路放大器進行測量。900 Hz及1.1kHz的旁波帶相當明顯，因為其中沒有抑制IMD的反饋。
圖4:開放回路互調曲線圖
現(xiàn)在提供一個好消息。在圖3及圖4中，可以清楚看出電源噪音IMD所產生的效果，不過，就音質而言，IMD是一種很難達到定性的測量方式。進行這種實驗時，可選擇改為測量 THD+N配置，以下兩項測量將依此進行。THD+N是以1kHz數(shù)字音頻及500mVpp電源紋波進行測量，電源紋波頻率則介于50Hz至1kHz之間。
圖5顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的THD+N曲線圖。紅線表示電源供應未出現(xiàn)任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線表示介于50Hz至1kHz之間的紋波頻率。當紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經(jīng)過良好調節(jié)的電源能夠達到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現(xiàn)今極為競爭的消費性電子產品市場而言，會是一大問題。
圖5:開放回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率
圖6顯示封閉回路放大器的相同THD+N曲線圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音頻未出現(xiàn)任何紋波噪音。
圖6:封閉回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率
結論
本文回顧了測量PSRR的傳統(tǒng)方法，并指出其未能有效測量BTL D類放大器供電紋波效應的原因。BTL輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現(xiàn)任何音頻，便產生了錯誤的讀數(shù)。這是規(guī)格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇D類放大器時其中一項相當重要的指標，尤其在檢視數(shù)字輸入 (I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現(xiàn)1kHz音頻信號且電源供應出現(xiàn)噪音時的IMD及THD+N情況。本文最后說明封閉回路D類放大器何以能夠針對供電噪音進行補償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費性電子產品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構能否降低系統(tǒng)成本是相當重要的設計重點。
