1 概述
隨著現(xiàn)代通信設(shè)備的迅速發(fā)展,特別是微電子技術(shù)的發(fā)展,伴隨著各種電源的發(fā)展,各種各樣的 PWM型直流變換器集成控制器也不斷出現(xiàn),這使開關(guān)穩(wěn)壓電源的元件數(shù)量大幅度減少。這不但使開關(guān)穩(wěn)壓電源的可靠性提高,而且還能簡化開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計計算,使開關(guān)穩(wěn)壓電源更便于生產(chǎn)和維護。
本文針對當(dāng)今比較流行的一款電源控制器ＰＷＭ芯片進行了分析。
2 工作原理
芯片的原理框圖如圖1。內(nèi)部電路主要由10部分組成：振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準(zhǔn)電壓源、故障所存器、欠壓啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器和輸出驅(qū)動器。
2.1 振蕩器
芯片工作時，振蕩器為電路提供方波，是電路最關(guān)鍵的一部分電路。方波的產(chǎn)生由鋸齒波輸入比較器得出，鋸齒波上升沿的斜率由 R t 和Ct決定，確定R t 和Ct的方法是：首先根據(jù)求得的最大占空比Dmax選擇Rt Rt，再根據(jù)要求的頻率以及R t 和Dmax選擇Ct。計算公式為
Rt=3V/[（10mA）（1－ Dmax）]
Ct＝1.6×D max/( R t×F) R t 的最佳值應(yīng)為1Ω到10kΩ；Dmax應(yīng)小于70%。圖2是 R t 和Ct與頻率f的關(guān)系。
2.2 上升沿封鎖
本芯片采用固定頻率脈寬調(diào)制，兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在0到100%內(nèi)調(diào)整。兩個輸出端交替輸出脈沖。為了限制最大占空比，在振蕩器放電期間，內(nèi)部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調(diào)制比較器，限流比較器和過流比較器聯(lián)合控制。通常，脈寬調(diào)制比較器檢測出斜波電壓與控制電壓的交點，并且在該交點處終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內(nèi)，脈寬調(diào)制比較器不起作用。這樣，開關(guān)電源的固有噪聲就能被有效地控制。同時由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調(diào)制器的斜波輸入就不需要再經(jīng)過濾波。上升沿封鎖也是用于限流比較器。上升沿封鎖之后，如果限流（1LIM）腳的電壓超過1Ｖ，輸出脈沖就終止。但是，過流比較器不能采用前沿封鎖，這樣，就不會因為前沿封鎖而延長保護時間，從而可以及時捕捉過流故障。在任何時間，只要限流（1LIM）腳的電壓超過1.2V，故障閉鎖就起作用，從而使輸出端變?yōu)榈碗娖健?/font>
2.3 欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理
軟啟動是通過軟啟動（SOFT START）腳的外接電容實現(xiàn)的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關(guān)電源無輸出電壓。
啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環(huán)調(diào)節(jié)功能開始工作，開關(guān)電源輸出電壓逐漸升高到額定值。一旦電流（1LIM）腳的電平超過1.2V，故障鎖存置位輸出腳變?yōu)榈碗娖剑瑫r，軟啟動腳外接電容以250μA的電流放電。在軟啟動電容放電以后，限流腳電平降到1.2 V以下時，故障鎖存器就不再輸出脈沖，這時，故障鎖存器復(fù)位，芯片開始軟啟動過程。在軟啟動期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會立即終止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續(xù)出現(xiàn)的情況下，輸出就會出現(xiàn)一個間斷期。
2.4 電流輸出電路
芯片推拉式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20ns內(nèi)可使1000pF電容兩端的電壓上升15V。采用獨立的集電極電源和功率地線腳，能夠減小大功率門極驅(qū)動噪聲對集成電路內(nèi)模擬電路的干擾。每個輸出端（OUT）到集電極電源和地線之間都應(yīng)加入一只3A的肖特基二極管，該二極管可以將輸出電壓的幅值鉗位在電源電壓。這對于任何電感性和電容性負(fù)載都有必要。應(yīng)當(dāng)指出，該芯片采用的二極管不是一般的二極管，而是肖特基二極管，因為要求二極管的壓降很低，大部分3A肖特基二極管均可以滿足這一要求。
3 振蕩器電路及分析
這部分的具體電路如圖3。本電路主要是實現(xiàn)振蕩器的功能。振蕩器在開始工作時,out2的電壓為零，左邊是由三個三極管Q6、Q7、Q8組成的恒流源,對其外接電容 Ct充電。此時out2的電位開始上升，out2的電位與Q4的基極的電位進行比較。如果out2的電位高，則Q4截止，out1輸出的方波為高電位, 此時Q12管的基極電位也升高到足夠讓Q12管開始導(dǎo)通,并對 Ct電容開始放電；如果out2的電位低于Q4管的基極電位，則Q4管導(dǎo)通，此時out1輸出為低電位，Q12管的基極電位比較低，Q12管截止,不對 Ct放電；Q6、Q7、Q8管組成的恒流源繼續(xù)對電容 Ct充電,out2的電位繼續(xù)升高,最終使電位高于Q4基極電位。out1的電位輸出為高電平，Q12管導(dǎo)通并截止對 Ct的充放電，使得在out2處產(chǎn)生鋸齒波,out1處輸出方波。本文使用PSPICE軟件對電路進行模擬分析時產(chǎn)生的波形如圖4。
本芯片的振蕩器設(shè)計時使用了很多恒流源，因為恒流源的直流電阻很小，而交流電阻很大，從而使振蕩器在工作時，流過主要支路的電流穩(wěn)定。交流電阻大，可使電流流過電路元件時產(chǎn)生的壓降變化很�。娐冯娏鳛�μA級）。Q17、Q19、 R16、R17在out1輸出為高點平時為Q12的基極鉗位，使之達到足夠高的電位來導(dǎo)通Q12。外接電阻Rt 的大小直接影響Q15集電極電流的大小，從而達到控制Q6、Q7、Q8組成的恒流源對外接電容 Ct充電電流的大小。電流越大，對電容充電的時間越短，產(chǎn)生鋸齒波的周期也越短。R11、R 12、R13、R14 電阻都為小值電阻，在版圖設(shè)計時應(yīng)該做得極為精確，因為是由它們共同決定Q12發(fā)射極的電位。電阻R6、R 15對Q11的基極進行鉗位，使Q11管處于永遠導(dǎo)通狀態(tài)，此時的Q13也為導(dǎo)通狀態(tài)。流過 Q13發(fā)射極的電流為在Q12管截止時的Q21、Q18工作提供電流。
4 電路及工作原理
振蕩器的電路如圖5。它由Q1、Q2組成雙閾值比較器，Q1的基極與一個恒流源及外接電容C t相連；Q2的基極Ａ點電位受Q1的截止和導(dǎo)通控制，交替在高、低電平間轉(zhuǎn)換。當(dāng)Q1截止時，Ａ點為高電平；當(dāng)Q1導(dǎo)通時，Ａ點為低電平。由Q3、 Q4、Q5組成一個嚴(yán)格對稱的精密威爾遜恒流源，其參考電流受５腳外接電阻 Rt控制，其工作過程如下：開始工作時（ t＝０），電容Ct上的電壓VC t＝０＝VbQ1＜Vb Q2，從而使Q1截止，Q2、Q3導(dǎo)通，A點電位為高電平，Q4、Q5、Q6截止，恒流源給Ct充電；當(dāng)VC t升至高電平后，Q1導(dǎo)通，Q2、Q3截止；A電位低電平，Q4、Q5、Ｑ6 導(dǎo)通，Ct通過Q4放電，VC t下降。當(dāng)VCt下降至低電平時，Q1截止，Q2導(dǎo)通，比較器翻轉(zhuǎn)并如此循環(huán)。圖5中out3得到的鋸齒波和圖2中out2振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波相同,圖5中out1輸出的波形和圖 2中out1處產(chǎn)生的方波相同，結(jié)果證明設(shè)計是可行的。
5 結(jié)論
最終的振蕩器的簡化設(shè)計電路經(jīng)過模擬得出的結(jié)果和本文分析的芯片中的振蕩器相比,雖然可以實現(xiàn)同樣的功能,但是產(chǎn)生的鋸齒波的最高頻率和芯片中振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波的最高頻率相比，還有一定的差距。 |
