為了達到 Climate Savers Computing 及 80 PLUS Platinum 高效率標準，電源供應設計人員已經在電源系統(tǒng)中將相移全橋式 DC/DC 搭配使用同步整流器 (FET) (圖 1)。對于這些高效率應用而言，相移全橋式轉換器是絕佳的選擇，因為 DC/DC 功率級的主要 FET 可達到零電壓切換。同步輸出整流器 (QE 及 QF) 的效率高于二極體整流，因此更容易達到這些高效率標準。然而，在無負載的條件下，這些同步整流器所耗用的電源，會高于輸出的標準整流二極體。若要符合無負載條件下的待機輸入電源需求，關閉同步整流器，并使用同步 FET 的本體二極體，進行輸出整流更為適合。本文將介紹可根據轉換器輸入電源，開關相移全橋式轉換器同步整流器的簡易電路。
圖 1 顯示含同步整流器 (QE 及 QF) 的峰值電流模式， DC/DC 相移全橋式轉換器功能示意圖。一般而言，FET QA 至 QF 是以閘極驅動器/緩沖級加以驅動，QA 至 QD 形成的 H 橋輸入電流，則是以電流感應變壓器 (CT) 網絡加以測量。
圖 1. 含同步整流器 (QE 及 QF) 的相移全橋式功能示意圖。
如前所述，為達到零負載條件下的待機電源需求，關閉同步整流器為較適合的作法，因為驅動同步 FET 所耗用的電源，大于僅使用 FET 本體二極體進行標準整流所耗用的電源。在待機模式中，轉換器的負載較輕，本體二極體耗用的電源相當少。以下等式可估算驅動一個同步整流器閘極所需的電源 (PQEg)。在此等式中，變數 QEg 是 FET 閘極電量，Vg 是 FET 最大閘極電壓，變數 fs 是 FET 切換頻率。在相移全橋式設計中，FET QE 的閘極電量為 115nC，并且以 100 kHz 的 12V 閘極驅動信號加以驅動，因此大約需要 138mW 的電源驅動一個 FET。在如此的條件下，驅動兩個同步 FET (QE 及 QF) 所需的電源總計為 276 mW。如果同步整流器未關閉，驅動這些 FET 所需的電源，可能會補償輸入電源的 25% 至 50%。額外的電源消耗會使設計不符合輸入電源需求。
 (等式 1)
 (等式 2)
圖 2 中顯示的電路可新增至圖 1 中顯示的系統(tǒng)，根據系統(tǒng)負載控制啟用及停用 FET QE 與 QF 的同步整流器。
若要使此電路運作，需要同步閘極驅動器 (U1 及 U2) 產生反向及非反向輸入。使用轉換器電流感應電阻 (VRS) 的電流感應信號啟用和停用 FET QE 及 QF，此電路即可運作。電阻 R1 及 C1 會形成低頻率電極為 723 Hz 的低通濾波器，此濾波器所產生的DC 電壓 (V1)，可代表降壓轉換器電流感知電阻的平均電壓大小。
在某些應用中，平均 CS 信號可低于 0.25 V，因此，電子元件 A1、R3 及 R2 的非反向放大器配置，可將平均電流感應信號 (V1) 放大為易于監(jiān)控的可管理電流 (V2)。放大器 A2 及電子元件 R4、R5、R6 會形成遲滯比較器，根據放大的平均電流感應信號，啟用和停用同步整流器。電阻 R7 及 R8 即形成分壓器，以減少放大器 A2 的輸出，有助于防范閘極驅動器 IC U1 及 U2 過度輸入電壓。
同步 FET 會根據遲滯比較器 (V4) 的輸出予以啟用及停用。比較器的輸出升高時，閘極驅動器的輸出會降低，以停止同步整流，并使用 FET 本體二極體進行標準整流。遲滯比較器輸出 (V4) 降低時，相移全橋式轉換器的閘極驅動信號 A 及 B 會控制 FET 閘極 QE 及 QF，而且轉換器會使用同步整流。
圖 2. 關閉同步整流器的簡單電路
為說明如何設定此電路，可將此電路運用于如圖 1 所示的 600W 相移全橋式轉換器，其中的設計參數如下：
1.  ，輸入電壓
2. ，最大輸出功率
3. ，輸出電壓
4.  ，峰間輸出電感漣波電流
5. ，電流感知變壓器（CT）匝數比
6. ，滿載時的系統(tǒng)效率
此轉換器的電流感應電阻 (RS) 為 48.7 Ohms，圖 2 中的電路偏壓 (VBIAS) 為 12V。電阻 R3 會決定電流感應放大器增益，選取此電阻后，V2 將在 0V 至 10V 的范圍內運作。對于此設計，使用以下等式針對 R3 選擇標準電阻值 11.5 kOhms 用于此范例。
 , (等式 3)
最大平均電流感應信號
 (等式 4)
電阻 R5 會設定近似的功率位準，以停用同步 FET。為防范同步整流器流入輸出電感的逆向電流，必須關閉同步整流器，以免輸 出電感電流達到臨界傳導模式。對于此設計，輸出電源為 60W 時即達到臨界傳導模式。
 ，達到臨界傳導模式的功率位準
計算電阻 R5 時，設定在達到臨界傳導模式的功率位準 (PC) 的1.5 倍時，關閉同步整流器，這是為了確保同步整流器在輸出電感達到臨界傳導模式前即已關閉。在此范例中，同步整流器在輸出電源約為 90W 時關閉。
 (等式 5)
 (等式 6)
針對 R5 選取標準電阻值 1.43 kOhms。
電阻 R6 會設定轉換器的遲滯，而且可能需要針對個別應用進行調整。在此范例中，遲滯比較器 A2 的遲滯約為 148 mV。視輸出負載及效率而定，這大約達到 9W 的遲滯。
 (等式 7)
為了評估電路的運作效率，因此建立 SPICE 模型進行評估。輸出功率 (POUT) 從 0W 到 600W 不等，經過 40 毫秒后回復 0W。接著監(jiān)控同步 FET QE (QEg) 及 QF (QFg) 節(jié)點 V2、V3 與閘極的輸出功率 (POUT) 及電壓。此評估顯示同步整流器 QE 及 QF 在 99W 輸出功率時啟用，并且在 90W 輸出功率時停用。波形請見圖 3。
圖 3. 同步閘極驅動控制
為了達到 80 PLUS Platinum 效率標準及待機功耗需求，TI 已研發(fā)全新 UCC28950 相移全橋式控制器，以 TI 推出的 UCC28950 為例，此款裝置整合根據轉換器負載啟用及停用同步整流的電路。
同步整流使得電源供應設計人員能夠達到更高效率標準，然而，若要達到零負載條件下的輸入待機電源需求，可關閉同步整流器以節(jié)省電源。本文所介紹的電路能夠根據電源轉換器的負載啟用及停用電源系統(tǒng)中的同步整流器，因此更有助于達到輸入待機功耗需求。 |
