1 引言
開關電源是近幾年電源市場的焦點之一，它最大的優(yōu)點是大幅度縮小變壓器的體積和重量，這樣就縮小了整個系統(tǒng)的體積和重量。一般說來，開關電源的重量是線性電源的1/4，相應的體積大概是線性電源的1/3。所以開關電源對低檔的線性電源，尤其是20W以下的線性電源構成了威脅，大有取而代之之勢。但是傳統(tǒng)的開關電源除了PWM 和功率MOSFET之外還包括50個左右的分立元件，這不但增加了成本、體積，而且還使可靠性受到了影響。這主要是生產工藝上的原因，開關電源在集成化上一直沒有突破。
近幾年，隨著生產工藝技術的成熟，已經能將低壓控制單元和高壓大功率管集成到同一塊芯片之中。TI、ON SemIConductor、Power、 Integrations等公司都已經有類似的產品，而國內則幾乎是一片空白。由于開關電源在體積、重量、效率以及可靠性上的優(yōu)勢，它的研究和發(fā)展速度是驚人的。
其主要應用領域有：①郵電通信：作程控交換機、移動通信基站電源；②計算機：作為各種PC機、服務器、工業(yè)控制機的開關電源；③家用電子產品：目前使用開關電源的家用電子產品有電視機、影碟機等；④其他行業(yè)：如電力、航天、軍事等領域。
根據工藝的發(fā)展和市場的需要，將核心部分功率MOSFET和低壓PWM控制器集成在一塊芯片中。同時，還具有過熱保護、過壓保護、欠壓鎖定、自動重啟動、過流保護等功能。這種新型的開關電源集成電路給電源系統(tǒng)帶來了很多優(yōu)勢。該芯片交流輸入可直接從電網接入，應用功耗低，成本低，體積小，同時還提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，降低了成本，使電子工程師的設計更加簡單。該芯片可用于驅動一個單端接地電源系統(tǒng)，如接一個振蕩回掃的二次線圈變壓器后輸出一直流電壓。
2 工作原理
此開關電源為一中頻集成模塊，設計頻率為 100kHz，最大占空比為70％，它包括一個恒頻脈寬調制器和一個高集成度電源開關電路，其結構如圖1所示。這個組合開關的高壓側可對從85~265V的交流電壓進行連續(xù)控制，可以應用于多數常規(guī)電源系統(tǒng)。
通過一個光電耦合管，將負載變化情況反饋到芯片內部，反饋信號在2.7k的電阻上產生電壓降，經過7kHz的低通濾波器，把高頻開關噪音濾掉，以直流電壓形式輸入到PWM模塊進行調節(jié)，產生占空比隨反饋信號變化的脈沖波，通過驅動電路驅動功率MOSFET，從而實現了PWM的調節(jié)。除此之外，功率MOSFET的源極接一電阻，來實現每周期的限流保護。
正常情況下，1/8分頻器輸出信號使得功率 MOSFET導通，若故障發(fā)生，它的輸出信號使得功率MOSFET關斷，并且它自身開始計數，第1 個周期，功率MOSFET導通。若沒有排除，以此規(guī)律循環(huán)下去；若故障排除，則進入正常工作狀態(tài)。該IC外接變壓器，實現AC-DC功能后，不同規(guī)格的變壓器可獲得不同的直流電壓。
3 內部功能模塊介紹
3.1 振蕩器電路
如圖2所示，該振蕩器利用兩個比較器輪流導通，對電容進行充放電，獲得了在電壓在2.7~4.1V震蕩的鋸齒波。其設計頻率為100kHz，占空比為 70%。對電容充放電時，利用MOS管飽和區(qū)工作電流恒定的原理，實現恒流充放電。其等效簡化電路模型如圖3所示。充電時，開關S合到3端，可得
DQ="DU"×C (1)
且DU=4.1-2.7=1.4v (3)
式中，C = 40pF, IP="18".6mA，可以計算出T P="3ms"。 放電時，開關S打到8端，IN=8mA，可以計算出 TN =7ms。
T="Tp"+T N="10ms" (5)
占空比的設計也是需要考慮的，當占空比提高后，整個IC及外接電路構成的電源效率都會提高。
但是又不能無限的提高，使之接近100％，這主要是變壓器磁通的建立和恢復是有時間限制的。同時，長時間的導通，功率MOSFET容易燒壞。
3.2 偏置電路
該電路采用三管能隙基準電源，如圖4所示。 T2的發(fā)射極電壓如式(6)所示。由公式可知，利用等效熱電壓 Vt的正溫度系數和Vbe 的負溫度系數相互補償，可使輸出基準電壓的溫度系數接近為零 （由于T6和T2的Vbe相同，所以輸出電壓 Vref和T2發(fā)射極電壓相同）。
3.3 PWM調制電路
由光耦管耦合過來的反應負載變化情況的信號首先經過一個7kHz的低通濾波器，然后送到PWM比較器和振蕩器產生的鋸齒波進行比較，從而實現脈寬調制。該低通濾波器的頻率響應為
可作為設計參數使用。
3.4 過壓保護，欠壓鎖定電路
設計的內部電路工作電壓環(huán)境為7.5~8.6V，該電路如圖5所示，由比較器C1，C2和電阻R1 、R2、R3、R 4組成。由于遲滯比較器的作用，當Vcc 處于7.5~8.6V時，IC正常運行。當Vcc >8.6V時，C1輸出高電平，直接使放電NMOS管導通，進行放電。該NMOS管設計得比較大，這樣可以迅速地放電，使IC及時地回到安全狀態(tài)。若該 Vcc故障仍然存在，將用八分頻計數器來計數。這個八分頻計數器使得功率MOSFET關閉，電容將在8個連續(xù)周期內反復充放電，8個周期后，若故障排除，整個IC進入正常工作狀態(tài)，功率MOSFET開通。這種設計可大大減少功率MOSFET的耗散功率。當內部工作電壓Vcc<7.5V時，C1輸出一低電平，關閉驅動，同時驅動高壓啟動電路，對外接10μF電容進行充電。同時，該低電平也送入計數器計數，這樣便實現了自啟動功能。一般說來Vcc <7.5V，是由負載短路或過載引起電源變壓器的附加線圈輸出電壓失落，沒有足夠的電壓對芯片供電所致。
3.5 熱關斷電路
熱關斷電路如圖6所示。正常情況下T ＝25℃，Vz＝6.3V，V BE1＝0.75V，VBEH=0.65V，此時 VH = R3 ( Vz -VBE1) / (R2+R3)=0.43V< VBEH
故Q1不導通，從而Vout 為高電平。
故障狀態(tài)，穩(wěn)壓管的溫度系數為正，而晶體管的VBE 為負溫度系數。設計的溫度保護能力(當T＝150℃)為
同樣計算可得VH(150℃)＝0.46V，這樣Q 2 導通，Vout為低電平。此信號直接關斷功率MOSFET。同時這個脈沖信號也輸入到1/8分頻器，做計數用。
3.6 高壓啟動電路
高壓啟動電路如圖7所示，當IC上電后，整個IC處于建立工作環(huán)境的狀態(tài)。VDMOS的柵極為高電平，則該管導通，Out端有充電電流。當 Vcc達到8.6V時，過壓保護電路送來信號 Vstart為一低電平，使得P2導通，這樣VDMOS截止。另外 R1的作用是充電電流過大時，使P1、Q1導通，使 VDMOS截止，起到保護作用。此充電電流能力設計值為3mA，超過該值，VDMOS就會截至。根據計算，整個IC建立工作環(huán)境所需的時間為40ms，與實際仿真結果相符。
3.7 驅動電路
設計驅動電路的目的是為了去除驅動信號的毛刺和對功率MOSFET的柵極起保護作用（圖8）。正常時，N1、N2、N3都處于截止狀態(tài)。當電路內部電源電壓Vcc由低電平突然變?yōu)楦唠娖綍r，電容C兩端電壓不能突變，這樣N1導通，使輸出為0。另外當IC突然上電時，由于功率MOSFET的柵漏電容的存在，使柵極的電壓為高電平，但是由于設計中加了電阻 R和N3的存在，對柵極構成旁路，起到保護作用。最后就是如果IC突然斷電時，則功率管漏極沒有大電流供給。如果此時驅動為高電平，則可以從 R上卸流，最終使低電平變低。總之，N1、N2、N3對功率MOSFET 的柵極起保護作用。
3.8 前沿消隱電路
前沿消隱電路如圖9所示。正常時，A點電壓較低，2管導通，則C2輸出為高電平；故障時，也就是功率MOSFET的電流過大時，A點電位升高，使得2管關閉，這樣C2輸出為低電平，出現故障脈沖。值得一提的是，2管的柵極輸入信號和它的源極輸入信號不是同步的，這樣設計的好處是可以避免短暫時間內電流過大的情況。若電流一直很大，則可以發(fā)揮前沿消隱作用。這兩個信號的延時大小由幾級反相器和電容構成，其中以電容的貢獻最大，其設計延時時間為200ns。
4 仿真結果
仿真過程中，著重對正常運行、過壓、欠壓、過流、過載等情況做了分析。圖10中模擬了負載變化時功率MOSFET輸出的變化情況。最下面一條波形為負載情況經過光耦合和低通濾波器后的電壓，中間一條波形為IC內部電壓 Vcc信號，最上面一條波形為功率MOSFET柵極上的驅動電壓信號�？梢钥闯�，由于充電，Vcc不斷增加達到8.6V時便不再增加（過壓保護電路起作用），IC開始工作。當負載逐漸變小時，引起反饋電壓升高，使得反饋到IC的信號增大，其功率MOSFET柵極的驅動電壓的占空比減少，最終為0。
圖11中模擬了IC內部電壓發(fā)生異常時的情況。最下面一條波形為功率MOSFET的柵極驅動電壓，中間一條波形為自動重啟動電路的工作信號（Vstart），最上面一條波形為IC內部電壓 Vcc信號�？梢钥闯�，當Vcc 上升到8.5V時，自動重啟動電路關閉，同時計數器開始計數，這時功率MOSFET 還處于工作狀態(tài)。當Vcc 降低到7.5V時，自動重啟動電路開始工作，對外接10μF電容進行充電。這樣反復進行8次，在第九個周期時，功率MOSFET再次工作，符合最初的設計要求。
5 結論
本文設計了一種適用于便攜式設備的功率開關電源的IC，通過對其功能及特性的分析，設計了各個子模塊的電路，并對其進行了模擬仿真。結果表明，負荷調節(jié)靈敏、精確，各種保護電路動作及時可靠。 |
