輸入電壓測(cè)量與校準(zhǔn)
電壓檢測(cè)電路十分簡(jiǎn)單，它可以只是一個(gè)分壓器，如圖2所示。一般，會(huì)有一些箝制二極管來保護(hù)ADC引腳。由于二極管的反向漏電流影響ADC的測(cè)量精確度，因此應(yīng)選擇使用低反向漏電流的二極管。

圖2 AC輸入電壓檢測(cè)電路
 

任何時(shí)候，輸入電壓均為：
 
其中，kv為電壓檢測(cè)增益，Cv為ADC轉(zhuǎn)換輸出（計(jì)數(shù)），而mv則為電壓檢測(cè)偏移量。Kv和mv的校準(zhǔn)方法類似，都是對(duì)電流檢測(cè)增益和偏移量進(jìn)行校準(zhǔn)。但是，一種更加簡(jiǎn)單的方法是只需根據(jù)原理圖進(jìn)行計(jì)算。由于沒有了校準(zhǔn)，因此分壓器使用的電阻會(huì)影響測(cè)量精確度。我們推薦把低容差電阻器用作分壓器，例如：0.1%容差。

一個(gè)12位ADC和2.5V基準(zhǔn)電壓的數(shù)字控制器，輸入電壓被分壓器衰減至2.5V以下。這樣，經(jīng)過衰減的信號(hào)被ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。因此：
 
重寫方程式8之后，輸入電壓為：
 
因此：
 
以及：
 
與輸入電流測(cè)量類似，需要對(duì)電壓檢測(cè)增益和偏移量進(jìn)行一些操作，以使其適應(yīng)定點(diǎn)微處理器，并降低計(jì)算誤差。

VIN和IIN相互關(guān)系
真實(shí)輸入功率定義為：
 
使用離散格式后，其定義為：
 

其中，N為總采樣數(shù)。方程式13表明，需同時(shí)對(duì)VIN和IIN采樣。但是，VIN和IIN卻是由兩個(gè)不同的ADC通道在不同時(shí)間采樣。即使是很小的時(shí)間差，也會(huì)引起測(cè)量誤差。在一些數(shù)字控制器中，例如：TI UCD3138等，具有一種被稱作“雙采樣保持”的機(jī)制，其允許兩種通道同時(shí)采樣，從而消除了這種誤差。

由于電流檢測(cè)電路中使用了低通濾波器，受測(cè)電流信號(hào)出現(xiàn)延遲，并且實(shí)際電流存在相移。圖3顯示了這種情況，圖中，通道2為實(shí)際電流信號(hào)，通道1為經(jīng)過放大的相同信號(hào)，其隨后經(jīng)低通濾波器輸出。該放大信號(hào)有約220 μs的相位延遲。需要對(duì)這種延遲進(jìn)行補(bǔ)償，否則它會(huì)影響輸入功率測(cè)量的精確度。一種簡(jiǎn)單的補(bǔ)償方法是，讓VIN-sense信號(hào)延遲約220μs，然后使用該經(jīng)過延遲的VIN信號(hào)來進(jìn)行輸入功率計(jì)算。所以，如果每隔20μs測(cè)量一次VIN，則需要對(duì)其延遲220/20 =11次。

圖3 電流檢測(cè)相移
 

真實(shí)輸入功率計(jì)算
組合方程式1、7和13，得到：
 
VIN和IIN由ADC在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測(cè)量，其具有一定的限制時(shí)間，并且主要用于PFC環(huán)路控制。因此，為了節(jié)省CPU計(jì)算時(shí)間和防止標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路溢出，僅在該環(huán)路中計(jì)算Cv(n)C
i(n)。另外，方程式14的 以及 各項(xiàng)，使用無限脈沖響應(yīng)（IIR）濾波器來實(shí)現(xiàn)。在背景環(huán)路中完成真實(shí)輸入功率的最終計(jì)算。

輸入RMS電流計(jì)算
圖1所示數(shù)字控制器所進(jìn)行的電流測(cè)量并不代表總輸入電流，因?yàn)殡姶鸥蓴_（EMI）濾波器中電容的作用未包括在內(nèi)。在高線壓和輕負(fù)載條件下，這種濾波器電流不再可以忽略不計(jì)，必須將其包括進(jìn)來，以實(shí)現(xiàn)精確的輸入電流報(bào)告。


圖4顯示了一種簡(jiǎn)化版的EMI濾波器，我們?nèi)コ穗姼衅鳎⑹褂靡粋�(gè)單電容器（C）來代替總電容。圖中，IEMI為EMI電容器的RMS電抗性電流，IMeasure為數(shù)字控制器測(cè)量的輸入RMS電流，而IIN則為總輸入RMS電流。

圖4 簡(jiǎn)化版EMI濾波器的電流
 

EMI濾波器產(chǎn)生的電抗性電流為：
 
為了計(jì)算EMI電容器的電抗性電流，首先需要知道輸入電壓頻率。AC線壓和中性點(diǎn)電壓由兩個(gè)ADC通道檢測(cè)，然后通過固件整流。通過對(duì)比兩個(gè)ADC結(jié)果，我們可以發(fā)現(xiàn)零交叉。由于使用固定率對(duì)輸入電壓進(jìn)行采樣，因此可以通過計(jì)數(shù)兩個(gè)連續(xù)零交叉點(diǎn)之間的采樣數(shù)來計(jì)算AC頻率。一旦知道輸入電壓頻率，便可計(jì)算EMI電容器的電抗性電流：
 
如前所述，在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測(cè)量電壓，因此為了節(jié)省CPU計(jì)算時(shí)間和防止該環(huán)路溢出，僅在其內(nèi)計(jì)算 。
方程式16的 和 項(xiàng)，通過IIR濾波器實(shí)現(xiàn)。在背景環(huán)路中計(jì)算最終EMI電抗性電流。ADC測(cè)得電流為：
 
使用離散格式，它可以寫為：
 
組合方程式1和18得到：
 
所前所述，在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測(cè)量電流，因此僅在該環(huán)路中計(jì)算 。
方程式19的 和 項(xiàng)通過IIR濾波器實(shí)現(xiàn)。

最后，把EMI濾波器的電抗性電流（IEMI）加上IMeasure（RMS），得到總輸入電流。IEMI領(lǐng)先受測(cè)電流（IMeasure（RMS））90º，因此，在背景環(huán)路中計(jì)算最終輸入RMS電流。
 


測(cè)試結(jié)果
這種輸入功率和RMS電流測(cè)量方法在一個(gè)360W的PFC評(píng)估模塊上進(jìn)行了測(cè)試。結(jié)果（表1）表明，這種方法擁有優(yōu)異的測(cè)量精確度。

表1 輸入功率和RMS電流測(cè)量的測(cè)試結(jié)果

 

結(jié)論
我們?yōu)槟榻B了一種低成本但卻精確的離線電源輸入功率和RMS電流測(cè)量方法。這種方法使用現(xiàn)有PFC控制器芯片和硬件，無需傳統(tǒng)的專用功率計(jì)芯片和額外的檢測(cè)電路，并且不影響正常的PFC控制。另外，它還具有如下一些特點(diǎn)：

    極低的成本
    簡(jiǎn)單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)
    使用雙采樣保持，VIN和IIN同時(shí)采樣
    固件EMI電流補(bǔ)償
    固件電流檢測(cè)，相移補(bǔ)償
    優(yōu)化的數(shù)學(xué)計(jì)算，CPU使用開銷較少