近年戶外運動產(chǎn)業(yè)蓬勃發(fā)展疊加應(yīng)急產(chǎn)業(yè)規(guī)范化管理，便攜式儲能市場規(guī)模呈現(xiàn)高速增長態(tài)勢。在后疫情時代，全球戶外運動熱情大漲，自駕游、垂釣、野餐露營、追光攝影成主流，伴隨戶外消費質(zhì)量升級，戶外電源取代燃油發(fā)電機成為戶外用電的主流方案。
在碳達峰、碳中和的大環(huán)境下，全產(chǎn)業(yè)領(lǐng)域都在推進能源供給轉(zhuǎn)型，能源轉(zhuǎn)型決定了全球需要“清潔綠色能源”發(fā)電。通過戶外電源+太陽能板，搭建從發(fā)電、儲電到用電自給自足的用電閉環(huán)，理論上可脫離電網(wǎng)實現(xiàn)戶外用電自由，使便攜式儲能電源成為名副其實的“太陽能戶外電源。
由于便攜式儲能電源產(chǎn)品的用途是移動的，在家里時利用220V轉(zhuǎn)48V的直流適配器充電，在車上時利用車載12V限流充電，在戶外時則利用太陽能面板電池充電。然而，太陽能電池面臨著挑戰(zhàn)，因為太陽能電池的輸出電壓變化很大，幾乎每時每刻隨著太陽光照的變化而變化。因為太陽能電池的輸出電壓取決于太陽能電池板上的電量、系統(tǒng)的溫度和電池板上的負載。此時系統(tǒng)需要一個功率調(diào)節(jié)電路，用以獲取較大的輸入電壓范圍，使輸入始終保持最大利用率，最大功率。
今天我們要講到的是，ADI推出的LT8705降壓 - 升壓控制器 提供了一種極好的方法來解決工作電壓高達80V的系統(tǒng)中的可變性問題，因為它可以接受2.8至80V的輸入電壓，并在輸出端提供1.3V至80V的電壓，可以解決當下流行的4塊光伏板串聯(lián)輸入充電（電壓高達72V）與12V車載充電的寬范圍輸入轉(zhuǎn)換的問題，這使得設(shè)計能夠與眾多太陽能電池板設(shè)備連接，通過運行一個程序來實現(xiàn)最大功率點跟蹤(MPPT) 和最大限度地利用太陽能電池轉(zhuǎn)換的能量來進一步改進系統(tǒng)。
那就讓我們一起來看看如何設(shè)計便攜式儲能電源太陽能充電電路吧。
設(shè)計實例
VIN = 8V 至 25V
VOUT = 12V
IOUT(MAX) = 5A
f = 350kHz
最大環(huán)境溫度 = 60°C
工作頻率確定
LT8705 的工作頻率可采用內(nèi)部自由運行振蕩器來設(shè)定。當SYNC 引腳被驅(qū)動至低電平 (<0.5V) 時，工作頻率由一個介于 RT 引腳和地之間的電阻值設(shè)定。IC 內(nèi)部集成了一個修正的定時電容。振蕩器頻率采用下式計算：
RT的選擇
通過以下公式確定內(nèi)部振蕩頻率所需的阻值
RSENSE的選擇
RSENSE 的選擇和最大電流必須正確地選擇 RSENSE 電阻以實現(xiàn)期望的輸出電流值。過大的電阻會將輸出電流限制在應(yīng)用所要求的水平以下。
首先，確定升壓區(qū)中的最大容許 RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BOOST)。在此之后找出降壓區(qū)中的最大容許RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BUCK)。選擇的 RSENSE 電阻必須小于此兩者。
升壓區(qū)：在升壓區(qū)中，當 VIN 處于其最小值而 VOUT 為其最大值時，最大輸出電流能力最低。因此，在這些條件下必須選擇適當?shù)?RSENSE 以滿足輸出電流要求。首先采用下式計算出 VIN 為其最小值而 VOUT 為其最大值時的升壓區(qū)占空比：
例如：VIN 范圍為 8V 至 25V 且 VOUT 被設(shè)定為 12V 的應(yīng)用電路將具有：
參閱下圖“最大電感電流檢測電壓” 曲線圖，33% 占空比條件下的最大 RSENSE 電壓 ≅107mV，即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV (對于 VIN = 8V，VOUT = 12V）。
接著，必須確定升壓區(qū)中的電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過將 ΔIL(MAX,BOOST) 選擇為升壓區(qū)中最大電感電流的 30% 至 50% 來估算最大紋波電流 ΔIL(MAX,BOOST)，公式如下：
式中：IOUT(MAX,BOOST) 是升壓區(qū)中需要的最大輸出負載電流%Ripple 為30%至 50%。
降壓區(qū)：在降壓區(qū)中，當在最小占空比條件下工作時，最大輸出電流能力最低。這是因為斜率補償斜坡會隨著占空比的增加而提高最大 RSENSE 電壓。針對降壓操作的最小占空比可采用下式計算：
式中的 tON(M2,MIN) 為 260ns (典型值，見下圖 “電特性”)
不過，在計算最大 RSENSE 電阻之前，必須確定電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過將 ΔIL(MIN,BUCK) 選擇為降壓區(qū)中最大電感電流的10% 來估算紋波電流ΔIL(MIN,BUCK)，公式如下：
式中：IOUT(MAX,BUCK) 是降壓區(qū)中所需的最大輸出負載電流。
然后，分別估計升壓區(qū)和降壓區(qū)中的最大和最小電感電流紋波
現(xiàn)在，計算升壓區(qū)和降壓區(qū)中的最大 RSENSE 阻值：
如需增加 30% 的額外裕度，則選擇 RSENSE = 11.4mΩ/ 1.3 = 8.7mΩ
VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) 是最大占空比條件下升壓區(qū)中的最大電流檢測電壓 (見 “RSENSE 的選擇和最大電流” 部分）即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV
選擇的 RSENSE 電阻必須小于降壓和升壓中的最大 RSENSE 阻值。
電感的選擇
由于 RSENSE 已知，現(xiàn)在我們可以用下式來確定可在升壓區(qū)中提供足夠負載電流的最小電感值：
為避免在電感電流中出現(xiàn)次諧波振蕩，應(yīng)根據(jù)下式來選擇最小電感：
電感必須高于上面計算的所有最小值，我們將選擇一個10μH 的標準值電感以改善裕度。
電感最大電流額定值
最大電流額定值計算，電感電流額定值必須大于其峰值工作電流，以防止電感飽和導(dǎo)致效率下降。
升壓區(qū)中的峰值電感電流為：
式中的 DC(MAX,M3,BOOST) 是 M3 開關(guān)的最大占空比百分數(shù)。
當工作于降壓區(qū)時的峰值電感電流為：
式中的 DC(MAX,M2,BUCK) 是 M2 開關(guān)在降壓區(qū)中的最大占空比百分數(shù)，其由下式給出：
電感電流額定值必須大于以下升壓和降壓模式下的峰值工作電流
MOSFET的選擇和效率考慮
LT8705 需要 4 個外部N溝道功率 MOSFET，兩個用于頂端開關(guān)（開關(guān)M1和M4），另兩個用于底端開關(guān)（開關(guān) M2 和 M3）。功率 MOSFET 的重要參數(shù)是擊穿電壓 VBR , DSS、門限電壓 VGS , TH、導(dǎo)通電阻RDS(ON)、反向傳輸電容 CRSS (柵極至漏極電容) 和最大電流 IDS(MAX)。柵極驅(qū)動電壓由 6.35V GATEVCC 電源設(shè)定。因此，在 LT8705 應(yīng)用中必須采用邏輯電平門限MOSFET。
在選擇功率 MOSFET 時考慮功率耗散是非常重要的。為了提高效率，需要選用功耗低的 MOSFET，必須限制功耗以避免器件因過熱而損壞。
對于大多數(shù)降壓-升壓型應(yīng)用，M1 和 M3 功耗最高，而 M2 功耗最低，除非輸出變至短路狀態(tài)。在有些場合中，可采用兩個或更多的 MOSFET 并聯(lián)來減少每個器件中的功耗，當功耗以 MOSFET 導(dǎo)通時的I2R損耗為主時，這是最有幫助的。并聯(lián)連接多個MOSEFT產(chǎn)生的附加電容有時會減緩開關(guān)邊緣速率，因而造成總開關(guān)功率損耗的增加.
MOSFET 的選擇
MOSFET 的選擇基于額定電壓、CRSS和 RDS(ON) 值。應(yīng)確保器件的規(guī)格是針對可用柵極電壓幅度下的工作而擬定的，這一點很重要。在該場合中電壓幅度為 6.35V，可使用具有規(guī)格在 VGS = 4.5V 的 RDS(ON) 數(shù)值的 MOSFET選擇 M1 和 M2：當最大輸入電壓為 25V 時，應(yīng)采用額定電壓至少為 30V 的 MOSFET。由于我們尚不知曉實際熱阻(電路板設(shè)計和氣流有重大的影響)，因此我們假設(shè)從結(jié)點至環(huán)境的 MOSFET 熱阻為 50°C/W。如果我們針對最大結(jié)溫 TJ(MAX) = 125°C 進行設(shè)計，則可計算最大可容許功率耗散。首先，計算最大功率耗散：
由于升壓區(qū)中的最大 I2R 功率耗散出現(xiàn)在 VIN 最小之時，因此我們可以采用下式來確定升壓區(qū)的最大可容許 RDS(ON)：
Onsemi FDMS7672 可滿足該規(guī)格，其在 VGS = 4.5V 的條件下具有約 6.9mΩ 的最大 RDS(ON) (在 125°C 時約為10mΩ)。檢查最大 VIN 和最小 VOUT 條件下降壓區(qū)中的功率耗散：
可通過選擇一個較低的開關(guān)頻率來降低 0.88W 的最大開關(guān)功耗。由于該計算是近似的，因此應(yīng)在 PCB 上測量實際的上升和下降時間以獲得更好的功耗估計。當電路工作于降壓區(qū)時，M2 中的最大功率耗散出現(xiàn)在最大輸入電壓下。若采用 6.9mΩ FDMS7672，則功率耗散為：
選擇 M3 和 M4：當輸出電壓為12V，我們需要具有 20V 或更高額定電壓的 MOSFET。當輸入電壓最小和輸出電流最高且工作在升壓模式時，開關(guān)的功耗最大。對于開關(guān) M3，功率耗散為：
如 “功率 MOSFET 的選擇和效率考慮” 部分所述。開關(guān) M4 中的最大功率耗散為：
Onsemi FDMS7672 也可用于 M3 和 M4。假設(shè)上升和下降時間為 20ns，則 8V 最小輸入電壓下的功率損耗計算值為 0.82W (對于 M3) 和 0.39W (對于 M4)。
輸出電壓設(shè)置
LT8705的輸出電壓利用一個謹慎地布設(shè)在輸出電容兩端的外部反饋阻性分壓器來設(shè)定。由誤差放大器 EA4 將產(chǎn)生的反饋信號 ( FBOUT ) 與內(nèi)部高精度電壓基準 (典型值1.207V) 進行比較。輸出電壓由下式給出：
輸出電壓：輸出電壓為 12V。將RFBOUT2 選擇為 20k。RFBOUT1 為：
輸入電壓調(diào)節(jié)或欠壓閉鎖
通過在 VIN、FBIN 和 GND 之間連接分壓電阻，F(xiàn)BIN 引腳可提供一種用于調(diào)節(jié)輸入電壓或創(chuàng)建欠壓閉鎖功能的方法。請參閱 “方框圖” 中的誤差放大器 A3，當 FBIN 低于1.205V 基準時，VC 會拉低。例如，倘若 VIN 由一個阻抗相對較高的電源 (即：太陽能板) 提供，且吸收電流把 VIN拉至一個預(yù)設(shè)限值以下，則 VC 將被降低，從而減小從輸入電源吸收的電流并限制電壓降。請注意，在強制連續(xù)模式中（MODE 引腳為低電平）使用該功能會導(dǎo)致從輸出吸收電流并迫使其進入輸入端。如果不需要這種運行方式，則使用不連續(xù)或突發(fā)模式操作。如需設(shè)定最小輸入電壓或輸入電壓穩(wěn)壓值，可采用下式：
總結(jié)
根據(jù)以上計算方法得出了電感、MOSFET的設(shè)計與選型，參照規(guī)格書基準電壓把電壓電流檢流反饋電阻設(shè)計好，至此整個電路主框架也就設(shè)計完了。
便攜式儲能市場規(guī)模呈現(xiàn)高速增長態(tài)勢，越來越需要寬輸入電壓范圍大功率升降壓解決方案�？梢钥吹�，ADI LT8705 作為一款 80V 同步四開關(guān)降壓-升壓控制器， 能夠使用比較精簡的元器件完成高功率太陽能電池板轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。 |
