| 無刷直流 （BLDC） 電機(jī)在各種各樣的應(yīng)用中廣受青睞，如計算機(jī)冷卻風(fēng)扇、磁盤驅(qū)動器、無線電動工具、電動自行車以及電唱機(jī)轉(zhuǎn)盤。 隨著價格持續(xù)下降，電機(jī)將得到甚至更廣泛的應(yīng)用，對成本最為敏感的應(yīng)用則另當(dāng)別論。 然而，隨著需求的增加，人們也越來越多地要求 BLDC 電機(jī)運(yùn)行更平滑、更高效、更安靜。
雖然正弦控制是達(dá)到這些目標(biāo)的最佳方式，但相對于更為傳統(tǒng)的梯形控制技術(shù)，這種控制則會增加成本和復(fù)雜性。 本文將討論 BLDC 電機(jī)控制的基本原理，以及使用正弦控制而不是梯形控制的原因。 本文還將介紹一些現(xiàn)成的商業(yè)解決方案，包括集成式電機(jī)驅(qū)動器和控制器芯片等形式，這些方案可用于更加輕松地過渡到正弦控制并加快設(shè)計流程。
BLDC 電機(jī)基本原理
BLDC 電機(jī)通過反向電機(jī)設(shè)置消除了使用機(jī)械換向器的要求；繞組成為定子，永磁體成為轉(zhuǎn)子的一部分。 繞組通常由使用脈沖寬度調(diào)制 （PWM） 控制的六 MOSFET 電橋供電，它們按照控制次序進(jìn)行轉(zhuǎn)向，產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場，從而“拖拽”圍繞它的轉(zhuǎn)子并驅(qū)動相連的負(fù)載（圖 1）。
圖 1： BLDC 電機(jī)的供電方式是通過使用 PWM 信號順次激勵繞組。 PWM 信號的占空比與驅(qū)動電壓成比例。 在本圖中，“U”、“V”和“W”是繞組，“HA”、“HB”和“HC”是位置感應(yīng)霍爾效應(yīng)傳感器。
換向由轉(zhuǎn)子和定子的相對位置確定，具體則通過霍爾效應(yīng)傳感器測量，或通過電機(jī)轉(zhuǎn)動時生成的反電動勢 （EMF） 幅度測量（限無傳感器電機(jī)）。
目前有三種電子換向控制方案：梯形、正弦和磁場定向控制 （FOC）。 FOC 實(shí)現(xiàn)成本高，專用于高端應(yīng)用，因此本文不做討論。
對于許多應(yīng)用，梯形控制的 BLDC 電機(jī)是最佳解決方案。 這類電機(jī)結(jié)構(gòu)緊湊、性能可靠，且價格也在迅速下降，因此尤其適合許多小型電機(jī)應(yīng)用，包括汽車、白色家電和計算機(jī)。
此外，梯形技術(shù)最容易實(shí)現(xiàn)，因此也最受歡迎。 電機(jī)每相由直流供電，每 60˚ 進(jìn)行換向。 相位驅(qū)動為“高”、“低”或保持浮動狀態(tài)。
理論上，這樣的系統(tǒng)可產(chǎn)生平滑、恒定扭矩。 實(shí)際上，特定相位的電流不可能瞬間由低轉(zhuǎn)為高。 相反，所導(dǎo)致的上升時間在輸出中生成與轉(zhuǎn)向定時一致的波紋（圖 2）。
圖 2： 使用梯形控制的三相 BLDC 電機(jī)的電波形。 請注意，發(fā)生轉(zhuǎn)向時每個相位的驅(qū)動電流輕微下降。 這會引起電機(jī)扭矩中的波紋。 虛線記錄了每個相位中反電動勢的梯形圖，其中過零點(diǎn)與相位的浮動周期中間點(diǎn)重合。
轉(zhuǎn)矩波動不是梯形控制 BLDC 電機(jī)的唯一缺點(diǎn)。 另一個缺點(diǎn)是電氣和聲學(xué)噪聲。 一個重要的噪聲來源就是為每個相位供電的快速切換直流電流。 從電氣角度來說，這種噪聲會加熱繞組并降低效能。 從聲學(xué)角度來說，開關(guān)頻率及其諧波產(chǎn)生的“嗡嗡”聲音頻率雖然不是很大，但十分刺耳。
（有關(guān) BLDC 電機(jī)運(yùn)行和梯形控制方案的詳細(xì)信息，請參閱資料庫文章《如何對無刷直流電機(jī)進(jìn)行供電和控制》。）
實(shí)施正弦控制
正弦控制十分復(fù)雜，很少有工程師可以僅借用基本原理就實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)。 一個更好的方法就是利用芯片供應(yīng)商的知識和 BLDC 電機(jī)設(shè)計開發(fā)套件。 NXP 的 FRDM-KE04Z 就是一個例子。
它利用 Kinetis KE04 ARM® Cortex®-M0 MCU 運(yùn)行正弦算法。 由于控制電路設(shè)計基于一種普通的 BLDC 驅(qū)動器芯片，因此進(jìn)一步減輕了實(shí)現(xiàn)難度。 這些設(shè)備通常將 PWM 控制和電力電子器件集成到一個芯片，并提供外部 MCU 的接口。 其他設(shè)備集成 MCU，僅需一些額外的無源元器件就可以形成完整電路。
正弦替代方式：“鞍形”圖
實(shí)踐中極少使用純正弦驅(qū)動電壓，因?yàn)橄鄬τ诮拥囟裕瑸槊總�電機(jī)端子生成電壓的效率很低。 一個更好的方法就是在相位間生成正弦差分電壓，相位偏移 120˚ 進(jìn)行換向。 實(shí)現(xiàn)方式是通過使用“鞍形”圖（而不是正弦）改變相對于接地的 PWM 占空比（以及驅(qū)動電壓）（圖 3）。 隨后，驅(qū)動電機(jī)的相電流就遵循相間電壓的純正弦波變化。
圖 3： 實(shí)際正弦控制實(shí)現(xiàn)不使用純正弦波電壓驅(qū)動每個相位。 相反，使用鞍形電壓會在兩個端子之間產(chǎn)生正弦波差分電壓，相位偏移 120˚ 進(jìn)行換向。 這樣，給定電壓下的扭矩和速度會更大，效能也得到提升。
鞍形圖方法有兩個優(yōu)點(diǎn)： 第一，所產(chǎn)生的最大差分電壓要高于純正弦信號所能產(chǎn)生的電壓，因而給定輸入的扭矩和速度也更大。 第二，每個端子 1/3 時間輸出為零，進(jìn)一步減少了功率級中的開關(guān)損耗。
正弦控制方法的一個復(fù)雜之處在于：根據(jù)形成鞍形電壓輸入所必需的電機(jī)角度來精確控制占空比。 這在高速旋轉(zhuǎn)時甚至變得更加困難。 挑戰(zhàn)主要在于每轉(zhuǎn)只能精確確定電機(jī)位置六次，而轉(zhuǎn)子的其中一個磁極經(jīng)過三個霍爾傳感器中的一個。 例如，F(xiàn)RDM-KE04Z 常用的解決方案是將電機(jī)角速度乘以 ∂T 并假定電機(jī)速度恒定，從而估算霍爾傳感器之間的電機(jī)角度 （“mtrAngle”）。
然后使用查詢表確定特定角度的 PWM 占空比。 在 FRDM-KE04Z 中，查詢表為電機(jī)旋轉(zhuǎn)的每個角度（實(shí)際 384 個增量）提供占空比。
下面的代碼片段說明了 FRDM-KE04Z 如何計算角度（順時針旋轉(zhuǎn)）1：
deltaAngle = F32Add（deltaAngle，F(xiàn)32Abs（velocityAct））;
if （deltaAngle 》= DELTANGLE_MAX） //limit deltaAngle range into
{ ［0，64］
deltaAngle = DELTANGLE_MAX;
}
mtrAngle = HallTableCW［motorPosition］;
mtrAngle += （tU16）（（deltaAngle） 》》 12）;
mtrAngle += （tU16）advanceAngle;
if （mtrAngle 》= 384）
{
mtrAngle -= 384;
}
計算電機(jī)角度后，可使用下列代碼（可訪問查詢表）計算占空比：
dutyCycleU16A = （Frac16）（（（Frac16）dutyCycleU16 * （Frac16）SinusoidalWaveTable［mtrAngle］） 》》 8）;
if （mtrAngle 《 128）
{
dutyCycleU16B = （Frac16）（（（Frac16）dutyCycleU16 * （Frac16）SinusoidalWaveTable［mtrAngle + 256］） 》》 8）;
}
else
{
dutyCycleU16B = （Frac16）（（（Frac16）dutyCycleU16 * （Frac16）SinusoidalWaveTable［mtrAngle - 128］） 》》 8）;
}
if （mtrAngle 》= 256）
{
dutyCycleU16C = （Frac16）（（（Frac16）dutyCycleU16 * （Frac16）SinusoidalWaveTable［mtrAngle -256］） 》》 8）;
}
else
{
dutyCycleU16C = （Frac16）（（（Frac16）dutyCycleU16 * （Frac16）SinusoidalWaveTable［mtrAngle + 128］） 》》 8）;
}
代碼列表： 所需代碼，用于計算 FRDM-KE04Z 開發(fā)套件的電機(jī)角度和 PWM 占空比。 （代碼來源： NXP）
此類方法利用了使用鞍形圖的附帶影響。 特別說明：由于特定相位的電壓值在三分之一時間內(nèi)為零，這段時間不需要查詢，因而需要的處理器資源更少，并允許在應(yīng)用中使用更普通的低成本 MCU。
這種方法的缺點(diǎn)是啟動階段電機(jī)快速加速時，霍爾傳感器之間的電機(jī)速度插值很可能不精確。 這會導(dǎo)致扭矩響應(yīng)不平穩(wěn)。
針對這一問題，ROHM Semiconductor 的 BD62011FS 風(fēng)扇電機(jī)控制器采用的一種常見解決方案是：以梯形控制模式啟動電機(jī)，在達(dá)到特定速度（通常 5 - 100 Hz）后切換到正弦控制，此時插值的精確度更高。
Rohm 的設(shè)備主要針對配備霍爾傳感器的 BLDC 電機(jī)的控制。 芯片采用高壓側(cè)和低壓側(cè) MOSFET 的 PWM 控制和正弦換向邏輯。 它可在 10 到 18 V 輸入范圍內(nèi)運(yùn)行，并提供介于 2.1 和 5.4 V（最高 1 W）的輸出范圍。 目標(biāo)應(yīng)用包括空調(diào)、水泵和白色家電。
另一個設(shè)計挑戰(zhàn)是給定相位驅(qū)動電壓和產(chǎn)生的正弦波電流之間的相位延遲，通常發(fā)生于非補(bǔ)償型 BLDC 電機(jī)。 電機(jī)可正常運(yùn)行，但效能將降低，這會首先挫敗實(shí)現(xiàn)正弦控制方案的目標(biāo)。 這種效能低下的原因不是驅(qū)動電壓和相位電流之間的相位延遲，而是相位電流和正弦反電動勢之間的相位延遲。
幸運(yùn)的是，許多驅(qū)動芯片，包括 ON Semiconductor 的 LV8811G 功率 MOSFET 驅(qū)動器，允許設(shè)計人員在正弦驅(qū)動電流中引入超前相角，從而確保其峰值與反電動勢的峰值一致。 超前相角通常設(shè)為隨輸入電壓線性增加，而電壓決定電機(jī)速度（圖 4）。
圖 4： 在非補(bǔ)償正弦控制 BLDC 電機(jī)中，相位電流延遲反電動勢，造成了效能低下（上圖）。 許多驅(qū)動器芯片包括超前相角，這允許設(shè)計人員卻定電流相位，使其與反電動勢保持一致（下圖）。
LV8811G 是三相 BLDC 電機(jī)驅(qū)動器，由單個霍爾傳感器控制并采用正弦控制。 直接 PWM 脈沖輸入或直流電壓輸入都可用于控制電機(jī)轉(zhuǎn)速。
使用 LV118811G 時，設(shè)計人員可通過引腳 PH1 和 PH2 上的分壓電阻器來設(shè)置初始條件：相角開始超前的速度和超前相角斜坡的梯度。 之后芯片的內(nèi)部邏輯根據(jù)預(yù)定公式確定給定速度的超前相角。
無傳感器 BLDC 正弦控制
正弦控制還可通過無傳感器的 BLDC 電機(jī)實(shí)現(xiàn)。 這些電機(jī)的運(yùn)行方式與使用霍爾效應(yīng)傳感器的電機(jī)相似，除了位置信息是通過測量反電動勢獲得。
例如，Texas Instruments 的 DRV10983 就是設(shè)計用于無傳感器的 BLDC 電機(jī)的正弦控制。 芯片集成電力電子器件，可以連接外部 MCU 并提供高達(dá) 2 A 的連續(xù)驅(qū)動電流。正弦控制通過使用公司的專有控制方案來實(shí)現(xiàn)。
在該方案中，換向控制算法連續(xù)測量電機(jī)相電流并定期測量供電電壓。 然后，設(shè)備使用該信息計算反電動勢和電機(jī)位置。 電機(jī)速度由單位時間內(nèi)一個相位的反電動勢的過零次數(shù)確定。 芯片還允許超前相角，以調(diào)整相電流和反電動勢，從而實(shí)現(xiàn)最大效能。
DRV10983 是專門設(shè)計用于成本敏感、低噪聲、低外部元器件計數(shù)的應(yīng)用（圖 5）。
圖 5： Texas Instruments 的 DRV10983 使設(shè)計人員能夠創(chuàng)建一個正弦控制的 BLDC 電機(jī)系統(tǒng)，其中包括低成本的 MCU 和一小部分的無源元器件。
總結(jié)
BLDC 電機(jī)由于性能和可靠性的優(yōu)勢，正逐漸成為傳統(tǒng)有刷型電機(jī)的替代產(chǎn)品。 對于許多應(yīng)用，梯形控制可滿足使用預(yù)期，但如果設(shè)計人員的任務(wù)是提高效能、減少電氣和聲學(xué)噪聲并提高扭矩傳遞，則應(yīng)考慮正弦控制。
雖然正弦控制增加了復(fù)雜度和成本，但開發(fā)工具、功能性 MCU 以及集成驅(qū)動器 IC 已大大簡化了設(shè)計流程，使正弦控制更加實(shí)用簡單。 不僅如此，開發(fā)工具的靈活性和驅(qū)動器 IC 的適應(yīng)性使設(shè)計人員能夠精調(diào)應(yīng)用的電機(jī)，并更多關(guān)注產(chǎn)品差異化方面。 |
